这种二阶失真通常用二阶失真交点来表示(second-order intercept point),简称做P2。 这个和混频器里的IP3(三阶交调失真点，three-order intercept point)的名称很相似.我们可 以仿造P3的定义方法来定义P2的值，即两个相同幅度的干扰信号与低频信号一起输入 到非线性的电路中，绘出理想输出曲线和干扰信号的输出曲线，两者相交的时候对应的输 入低频信号的幅值就叫做P2。 我们可以通过LNA和Mixer来克服这一问题。我们需要注意的两点问题是：第一，天 线和两条支路的滤波器是单端器件，所以要将这种单端器件转成双端差分器件，但是这种 转换也会带来问题，这是由于加了转换器件，那么就会使得信号有几个分贝的损失，尤其 在高频的时候，这样就会增大电路的Noise Figure。第二，如果LNA是双端输入双端输出， 那么就需要LNA的功耗比单端器件的功耗大，己使得Noise Figure降低。 5 Flick Noise 因为Homodyne结构的输出是在DC附近，所以1f噪声的影响就会很大。由于这个 原因，我们必须将RF信号的放大倍数变大，这样就会可以降低Noise Figure,而这要通 过active mixer来实现。 6 LO leakage 除了DC offset效应，LO信号串通到天线上发送出去，然后又被其他使用相同标准的 接收器接收到的话，就会成为干扰信号。 l.2.3镜像抑制接收器(Image-Reject Receivers) 镜像抑制接收器结构的原理就是将信号和镜像信号分别传输，然后将镜像信号和自己 的反相信号相加，己达到去除的目的。将信号和镜像信号分开分别处理是可性的，因为这 两个信号必定是在LO信号的两边分布的。 假设输入信号是 x(1)=AgE COS@REt+Aim CoS@im! (1.1) 其中，第一项表示RF信号，第二项表示镜像干扰信号。为了不失一般性，我们假设 0RF-0L0=0L0-0m (1.2) 4
11 这种二阶失真通常用二阶失真交点来表示(second-order intercept point)，简称做 IP2。 这个和混频器里的 IP3(三阶交调失真点, three-order intercept point)的名称很相似。我们可 以仿造 IP3 的定义方法来定义 IP2 的值，即两个相同幅度的干扰信号与低频信号一起输入 到非线性的电路中，绘出理想输出曲线和干扰信号的输出曲线，两者相交的时候对应的输 入低频信号的幅值就叫做 IP2。 我们可以通过 LNA 和 Mixer 来克服这一问题。我们需要注意的两点问题是：第一，天 线和两条支路的滤波器是单端器件，所以要将这种单端器件转成双端差分器件，但是这种 转换也会带来问题，这是由于加了转换器件，那么就会使得信号有几个分贝的损失，尤其 在高频的时候，这样就会增大电路的 Noise Figure。第二，如果 LNA 是双端输入双端输出， 那么就需要 LNA 的功耗比单端器件的功耗大，已使得 Noise Figure 降低。 5 Flick Noise 因为 Homodyne 结构的输出是在 DC 附近，所以 1/f 噪声的影响就会很大。由于这个 原因，我们必须将 RF 信号的放大倍数变大，这样就会可以降低 Noise Figure，而这要通 过 active mixer 来实现。 6 LO leakage 除了 DC offset 效应，LO 信号串通到天线上发送出去，然后又被其他使用相同标准的 接收器接收到的话，就会成为干扰信号。 1.2.3 镜像抑制接收器 (Image-Reject Receivers) 镜像抑制接收器结构的原理就是将信号和镜像信号分别传输，然后将镜像信号和自己 的反相信号相加，已达到去除的目的。将信号和镜像信号分开分别处理是可性的，因为这 两个信号必定是在 LO 信号的两边分布的。 假设输入信号是 x t A t A t RF ω RF im ωim ( ) = cos + cos (1.1) 其中，第一项表示 RF 信号，第二项表示镜像干扰信号。为了不失一般性，我们假设 ω RF −ω LO = ω LO −ωim (1.2)
LPF 90 sin Lof RF cos Lot LPF 1.13 Hartley image-reject receiver 在x()两边乘以LO的相位，并且忽略高频分量，我们可以得到在图1.13中的A和B 点的信号表达式： (()Agsin(oo-sin(o-)t (1.3) 2 2 ()Awcost0o-cost0o- (1.4) 2 (1.3)式可以写为 x()--4sin(sin(1o (1.5) 2 从A到C反相了90°，所以可以推导出 xc()=+4 costog -01o)--cost01o- 2 2 (1.6) 如果我们把xc(t)和xe()相加，就可以得到输出 XIF ARF COS(@LO -ORF )1 (1.7)） 这样RF信号就下变频到了IF信号上，而且没有镜像信号的干扰。能实现这一目的的 主要原因式，B和C的有效信号同相，而镜像信号反相，所以相加之后就将镜像信号给抵 消掉了。这里90°的相移将+o1F信号和一O1F信号给区分开来了。 实际上的90°相移式通过+45°和一45°相移一起来实现的。如图1.14所示： 12
12 LPF LPF RF Input IF Output cosω L O t sinω L O t 90 o A B C 图 1.13 Hartley image-reject receiver 在 x(t)两边乘以 LO 的相位，并且忽略高频分量，我们可以得到在图 1.13 中的 A 和 B 点的信号表达式： t A t A x t LO im im LO RF RF A sin( ) 2 sin( ) 2 ( ) = ω −ω + ω −ω (1.3) t A t A x t LO im im LO RF RF B cos( ) 2 cos( ) 2 ( ) = ω −ω + ω −ω (1.4) (1.3)式可以写为 t A t A x t LO im im RF LO RF A sin( ) 2 sin( ) 2 ( ) = − ω −ω + ω −ω (1.5) 从 A 到 C 反相了 900 ，所以可以推导出 t A t A x t LO im im RF LO RF C cos( ) 2 cos( ) 2 ( ) = + ω −ω − ω −ω (1.6) 如果我们把 x (t) C 和 x (t) B 相加，就可以得到输出 x A t IF RF LO RF = cos(ω −ω ) (1.7) 这样 RF 信号就下变频到了 IF 信号上，而且没有镜像信号的干扰。能实现这一目的的 主要原因式，B 和 C 的有效信号同相，而镜像信号反相，所以相加之后就将镜像信号给抵 消掉了。这里 900的相移将＋ωIF 信号和－ωIF信号给区分开来了。 实际上的 900相移式通过＋450和－450相移一起来实现的。如图 1.14 所示：
LPF R M sin Lot RF o IF Input Output c0s LO LPF 1.14 Image-reject receiver with split phase shift stage 这种系统结构的主要问题还是mismatch的问题。如果LO信号的相位有误差的话， 那么镜像信号就不可能被很好的抵消掉，会破坏正常输出的信号。 图1.14所示的是通过90°相移来让镜像信号在两个支路上反相，然后相加得到一个比 较理想的F信号，但是90°相移电路会带来很多问题，所以我们可以换一种电路结构同样 可以让镜像信号抵消掉。 LPF C sin f sin @t RF 食IF Input Output cos@t cos@t D LPF B 1.15 Weaver image-reject receiver 如图1.15所示，Veaver结构用两次正交混频取代了90°相移的方法。我们忽略一般 的损耗，假设ω2<<⊙1，那么A点信号要与j[δ（ω+o)一δ（ω一o)/2求卷积，得到C 点的信号；同理，将B点的信号与j[δ(o+o)+δ(o一o/2一起求卷积，得到D点的 信号，然后将D点的信号减去C点的信号，就刚好可以将Image信号给抵消掉。由于o2 信号的存在，使得输出还有+o2+o1F和+⊙2一o,这就需要在输出接一个低通滤波器将 这些Image信号滤掉。Veaver结构尽管改进了Image reject中90°相移的问题，但是它 里面存在着“二次镜像”(secondary image)的问题。为了弄清楚这个问题，我们可以看图 1.16 13
13 LPF LPF RF Input IF Output cosω L O t sinω L O t R C R C 图 1.14 Image-reject receiver with split phase shift stage 这种系统结构的主要问题还是 mismatch 的问题。如果 LO 信号的相位有误差的话， 那么镜像信号就不可能被很好的抵消掉，会破坏正常输出的信号。 图 1.14 所示的是通过 900相移来让镜像信号在两个支路上反相，然后相加得到一个比 较理想的 IF 信号，但是 900相移电路会带来很多问题，所以我们可以换一种电路结构同样 可以让镜像信号抵消掉。 LPF LPF RF Input IF Output cosω1t sinω1t A B D C cosω2t sinω2t _ + 图 1.15 Weaver image-reject receiver 如图 1.15 所示，Weaver 结构用两次正交混频取代了 900相移的方法。我们忽略一般 的损耗，假设ω2<<ω1，那么 A 点信号要与 j[δ(ω+ω2)－δ(ω－ω2)]/2 求卷积，得到 C 点的信号；同理，将 B 点的信号与 j[δ(ω+ω2)＋δ(ω－ω2)]/2 一起求卷积，得到 D 点的 信号，然后将 D 点的信号减去 C 点的信号，就刚好可以将 Image 信号给抵消掉。由于ω2 信号的存在，使得输出还有+ω2+ωIF 和+ω2－ωIF，这就需要在输出接一个低通滤波器将 这些 Image 信号滤掉。Weaver 结构尽管改进了 Image reject 中 900相移的问题，但是它 里面存在着“二次镜像”(secondary image)的问题。为了弄清楚这个问题，我们可以看图 1.16
Desired Channel Secondary Image RF Input 1 2020in+201 RF Input ⊙ @in-1 20201n+w1 RF Input 2020in01 图1.16在Neaver结构中的Secondary Image的问题 如图所示，假设有一个中心频率为2o02-0m+2o,的干扰信号在有效的输入信号附近， 通过第一次下变频，干扰信号变到202-0m+0,频率上，这个信号与有效信号是关于0，信 号的Image signal,,所以当再次通过下变频的时候，这个千扰信号就会与有效信号有相同 的输出频率，这样两者的频谱就会叠加在一起，使得信号的Noise Figure很大。考虑到这 个问题，在图1.15中的结构必须加一个带通滤波器，抑制二次镜像干扰信号。 或者通过调整同样满足®2±o,=⊙m关系式的输入LO信号的频率让二次镜像信号被 下边频到与有效信号相混淆。 除了上述所介绍的接收端的结构外，还有Digital-一lF的接收端，Subsampling接收端， 这里就不再详细介绍了。 14
14 ω1 ω 2ω2-ωin+2ω1 ωin RF Input Desired Channel Secondary Image ω2 ω 2ω2-ωin+ω1 ωin- ω1 RF Input ω 2ω2-ωin-ω1 RF Input 图 1.16 在 Weaver 结构中的 Secondary Image 的问题 如图所示，假设有一个中心频率为2ω 2 −ωin + 2ω1的干扰信号在有效的输入信号附近， 通过第一次下变频，干扰信号变到2ω 2 −ωin +ω1频率上，这个信号与有效信号是关于ω 2 信 号的 Image signal，所以当再次通过下变频的时候，这个干扰信号就会与有效信号有相同 的输出频率，这样两者的频谱就会叠加在一起，使得信号的 Noise Figure 很大。考虑到这 个问题，在图 1.15 中的结构必须加一个带通滤波器，抑制二次镜像干扰信号。 或者通过调整同样满足ω 2 ±ω1 = ωin 关系式的输入 LO 信号的频率让二次镜像信号被 下边频到与有效信号相混淆。 除了上述所介绍的接收端的结构外，还有 Digital－IF 的接收端，Subsampling 接收端， 这里就不再详细介绍了
1.3设计目的 本论文主要是研究用标准的CMOS工艺实现宽带混频器的设计，用于RF TV tuner 系统的接收端。如图1.1734所示，TV tuner采用超外差结构进行设计，但是又与简单的 超外差结构有所不同，下面我们来具体分析一下。 56-806MHz 44MHz Bandpass Up-Converter Down- RF Tracking Converter filter LO IF Up- Up-VCO Down-VCO Converter &PLL &PLL out TUNER VGA Upmixer CONTROLLER 图1.17数字电视调制接收系统的结构原理图 前面提到超外差结构的原理是将比较高频率的输入信号先下变频到一个比较低的频 率，然后再进行模数转换，再放到数字电路中去做信号处理。而本设计结构中采用两级变 频的结构，先对输入信号做一个上变频，再将前一级的输出中频放到第二级做下变频，以 达到TV tuner的系统设计要求。 为了满足TVtuner中对上变频mixer的要求，必须在上变频mixer前一级加一个电压 衰减调节器(Variable-Gain Amplifier,简称VGA)。因为在TV tuner系统中，Tuner的输入 信号幅度很大，再经过LNA放大就会超过mixer和后面模块的电压工作范围，加VGA的 目的是让Tuner controller进行反馈调制，限制输入到miⅸer以及后面模块的信号幅度，以 免幅度太大超过mixer和后面模块的电压工作范围。在VGA的后面就是上变频mixer,.这 两者组合起来就是要研究设计的Up-conversion模块。上变频mixer是一个宽带输入的混 频器，带宽为56806MHz,输出是o1F=1.2MHz的点频；下变频mixer是oRF=1.2MHz 点频输入，o1F=44MHz点频输出。想比较而言，上变频mixer要难设计，它的输入带宽 达到750MHz. 我们将把设计的重点放在active混频器的设计上，系统的放大倍数要求有1OdB左右， 用passive的混频器不能满足要求。我们要研究怎样优化混频器的性能己达到设计的目的， 并研究VGA的设计和优化，最后将研究怎样用CMOS工艺实现设计的混频器电路。 15
15 1.3 设计目的 本论文主要是研究用标准的 CMOS 工艺实现宽带混频器的设计，用于 RF TV tuner 系统的接收端。如图 1.17[3][4]所示，TV tuner 采用超外差结构进行设计，但是又与简单的 超外差结构有所不同，下面我们来具体分析一下。 RF BPF IF 44MHz 56~806MHz Bandpass & Tracking filter Up-Converter Up-VCO &PLL DownConverter Down-VCO &PLL TUNER CONTROLLER LO out VGA Upmixer Up - Converter 图 1.17 数字电视调制接收系统的结构原理图 前面提到超外差结构的原理是将比较高频率的输入信号先下变频到一个比较低的频 率，然后再进行模数转换，再放到数字电路中去做信号处理。而本设计结构中采用两级变 频的结构，先对输入信号做一个上变频，再将前一级的输出中频放到第二级做下变频，以 达到 TV tuner 的系统设计要求。 为了满足 TV tuner 中对上变频 mixer 的要求，必须在上变频 mixer 前一级加一个电压 衰减调节器(Variable-Gain Amplifier，简称 VGA)。因为在 TV tuner 系统中，Tuner 的输入 信号幅度很大，再经过 LNA 放大就会超过 mixer 和后面模块的电压工作范围，加 VGA 的 目的是让 Tuner controller 进行反馈调制，限制输入到 mixer 以及后面模块的信号幅度，以 免幅度太大超过 mixer 和后面模块的电压工作范围。在 VGA 的后面就是上变频 mixer，这 两者组合起来就是要研究设计的 Up-conversion 模块。上变频 mixer 是一个宽带输入的混 频器，带宽为 56～806MHz，输出是ωIF＝1.2MHz 的点频；下变频 mixer 是ωRF＝1.2MHz 点频输入，ωIF＝44MHz 点频输出。想比较而言，上变频 mixer 要难设计，它的输入带宽 达到 750MHz。 我们将把设计的重点放在 active 混频器的设计上，系统的放大倍数要求有 10dB 左右， 用 passive 的混频器不能满足要求。我们要研究怎样优化混频器的性能已达到设计的目的， 并研究 VGA 的设计和优化，最后将研究怎样用 CMOS 工艺实现设计的混频器电路