除了镜像干扰问题，还有一个比较有趣的现象一半中频问题。一个中心频率在（⊙+ oL⊙)/2上的一个干扰信号没有被滤掉，和oF的有效信号一起输入到下变频的混频器里 面，如果这个干扰信号发生二阶效应(second-order distortion)与LO信号的二次谐波发生 混频，输出中频恰好是在（⊙RF+oLo)-2oLo)=oF上，或者如果干扰信号与LO信号发 生混频，然后在基带上发生二阶效应，同样会在⊙的有效输出上叠加一个干扰输出信号。 要消除半中频现象带来的影响，就必须消除电路里面的二阶效应，还要保证LO的能量至 少有50%是集中在一次谐波上的。我们也可以让混频器输出的信号通过Image-rejection 滤波器的时候，对(oF+oLo)/2上的干扰信号进行有效的抑制。 从前面的分析中我们可以看到，镜像干扰和半中频问题的主要矛盾集中在提高敏感性 能和提高选择性能之间，要同时满足两个性能的要求几乎是不可能的。为了解决这个问题， 我们可以将超外差结构通过两次下变频来实现，然后每一级的前后都接一个带通滤波器和 低噪声放大器。如图1.5所示，这种采用两级下变频的方法可以在比较低中频上实现信道 的选择，因此降低的对滤波器Q值的要求。现在大部分的RF Receiver采用这种两级的下 变频的结构，所以也称为“Dual-HF”结构。 总之，在选择超外差结构进行设计时，要根据系统noise figure,IP3和每一级的增益 和功耗来决定对各个子单元的性能要求，而且要最大限度的提高考虑系统的选择性能和敏 感性能。尽管由于系统结构的复杂性和需要外接很多外部器件，但超外差结构仍然被认为 是一种最稳定的接收方法。 1.2.2零中频结构的接收端(Homodyne Receiver) 在我们研究了超外差的结构之后，也许会有一个疑问，那就是为什么不把接收到的RF 信号直接通过下变频的混频器变到基带上，这样信号不就可以直接送到ADC,然后送到后 面做信号处理了吗？这种原理实现的接收端被称作“homodyne”,“direct-conversion”或 是“零中频(zero-F)”,也就是说本的振荡的频率选择到与载波频率相同。 LNA LPF 0 图1.6 Homodyne简单结构图 6
6 除了镜像干扰问题，还有一个比较有趣的现象——半中频问题。一个中心频率在(ωRF+ ωLO)/2 上的一个干扰信号没有被滤掉，和ωRF 的有效信号一起输入到下变频的混频器里 面，如果这个干扰信号发生二阶效应(second-order distortion)与 LO 信号的二次谐波发生 混频，输出中频恰好是在|(ωRF+ωLO) - 2ωLO)|= ωIF上，或者如果干扰信号与 LO 信号发 生混频，然后在基带上发生二阶效应，同样会在ωIF的有效输出上叠加一个干扰输出信号。 要消除半中频现象带来的影响，就必须消除电路里面的二阶效应，还要保证 LO 的能量至 少有 50％是集中在一次谐波上的。我们也可以让混频器输出的信号通过 Image-rejection 滤波器的时候，对(ωRF+ωLO)/2 上的干扰信号进行有效的抑制。 从前面的分析中我们可以看到，镜像干扰和半中频问题的主要矛盾集中在提高敏感性 能和提高选择性能之间，要同时满足两个性能的要求几乎是不可能的。为了解决这个问题， 我们可以将超外差结构通过两次下变频来实现，然后每一级的前后都接一个带通滤波器和 低噪声放大器。如图 1.5 所示，这种采用两级下变频的方法可以在比较低中频上实现信道 的选择，因此降低的对滤波器 Q 值的要求。现在大部分的 RF Receiver 采用这种两级的下 变频的结构，所以也称为“Dual-IF”结构。 总之，在选择超外差结构进行设计时，要根据系统 noise figure，IP3 和每一级的增益 和功耗来决定对各个子单元的性能要求，而且要最大限度的提高考虑系统的选择性能和敏 感性能。尽管由于系统结构的复杂性和需要外接很多外部器件，但超外差结构仍然被认为 是一种最稳定的接收方法。 1.2.2 零中频结构的接收端 (Homodyne Receiver) 在我们研究了超外差的结构之后，也许会有一个疑问，那就是为什么不把接收到的 RF 信号直接通过下变频的混频器变到基带上，这样信号不就可以直接送到 ADC，然后送到后 面做信号处理了吗？这种原理实现的接收端被称作“homodyne”，“direct-conversion”或 是“零中频(zero-IF)”，也就是说本的振荡的频率选择到与载波频率相同。 LPF ω0 ω 0 ω LNA cosω0 t 图 1.6 Homodyne 简单结构图
如图1.6所示，这是Homodyne简单的结构图，有图中我们可以看出来，当本地振荡 的频率选择到与载波频率相同的时候，输出为零中频，而且后面只用接一个用于选择信道 的低通滤波器就可以了。该电路是用于接收双边带的幅度调制信号，因为输出的中频信号 既有输入信号左半边的频谱也包括输入信号右半边的频谱。如果接收频率调制或者是幅度 LPF LNA cosot sint LPF 图1.7带积分的下变频Homodyne接收端 调制的信号，就要用到如图1.7所示的结构了，这种结构的下变频必须提供积分的输 出，以避免信号内容的损失。这是因为FM或QPSK信号两个边带的信息不相关，所以必 须分成！和Q两个信道分别下变频到基带上，然后再组合起来。 Homodyne结构有两个很大的优点。一个是没有镜像干扰问题，因为它的输出中频为 0,这样就不需要再在片外接镜像抑制滤波器，LNA也不需要驱动509的电阻了；另外一 个优点就是，用便于在片上集成的低通滤波器和基带放大器取代了一般需要片外接的SAW 滤波器以及后面的电路。 尽管Homodyne结构有这么多的优点，但是在现在的通讯系统里面不是很常用，这是 为什么呢？这主要是因为直接将RF信号下变频到基带上会带来一系列其它很严重的问 题，而这些问题在超外差结构中却并不是很突出。这些问题主要有： 1.信道选择(Channel Selection) 在信道选择时，采用active滤波器比采用passive滤波器的效果要差，因为active滤 波器的noise figure,线性度和功耗之间的相互制约比passive滤波器要严格。在基带信号 处理的结构2如图1.8所示。 Channel Select Filter Amp ADC (a)
7 如图 1.6 所示，这是 Homodyne 简单的结构图，有图中我们可以看出来，当本地振荡 的频率选择到与载波频率相同的时候，输出为零中频，而且后面只用接一个用于选择信道 的低通滤波器就可以了。该电路是用于接收双边带的幅度调制信号，因为输出的中频信号 既有输入信号左半边的频谱也包括输入信号右半边的频谱。如果接收频率调制或者是幅度 LNA I Q cosω0t sinω0t LPF LPF 图 1.7 带积分的下变频 Homodyne 接收端 调制的信号，就要用到如图 1.7 所示的结构了，这种结构的下变频必须提供积分的输 出，以避免信号内容的损失。这是因为 FM 或 QPSK 信号两个边带的信息不相关，所以必 须分成 I 和 Q 两个信道分别下变频到基带上，然后再组合起来。 Homodyne 结构有两个很大的优点。一个是没有镜像干扰问题，因为它的输出中频为 0，这样就不需要再在片外接镜像抑制滤波器，LNA 也不需要驱动 50Ω的电阻了；另外一 个优点就是，用便于在片上集成的低通滤波器和基带放大器取代了一般需要片外接的 SAW 滤波器以及后面的电路。 尽管 Homodyne 结构有这么多的优点，但是在现在的通讯系统里面不是很常用，这是 为什么呢？这主要是因为直接将 RF 信号下变频到基带上会带来一系列其它很严重的问 题，而这些问题在超外差结构中却并不是很突出。 这些问题主要有： 1. 信道选择(Channel Selection) 在信道选择时，采用 active 滤波器比采用 passive 滤波器的效果要差，因为 active 滤 波器的 noise figure，线性度和功耗之间的相互制约比 passive 滤波器要严格。在基带信号 处理的结构[2]如图 1.8 所示。 Amp A1 ADC Channel Select Filter (a)
Channel Select Amp Filter ADC (b) ADC Channel Select Filter (c) 图1.8基带信道选择的三种结构 该图中的三种结构都是用在图1.7的I,Q分支混频之后的信道选择处理，如果我们分 析一下就可以发现，尽管这三种结构的先后顺序不同，但是每种结构中总有一个模块会有 很高的性能要求。比如说c中的结构，因为是在基带，所以我们可以先用ADC将模拟信 号转为数字信号，然后再做数字处理进行信道选择，这样的结构是非常理想的，但是我们 对ADC的要求就会很高。首先它的线性度要好以便于能够减小误码率，其次它的热噪声 (thermal noise)和量子噪声(quantization noise)都要很低，以免干扰正常的信号值，一般噪 声要在几百毫伏的范围之内。 2.DC Offsets Homodyne的电路原理是将RF信号下变频到零中频，由于输出的中频信号是包含DC 偏置电压的，所以在中频信号输出的时候，这个偏置电压就会干扰正常的信号电压， 而且会是使后面的电路饱和。我们可以通过下面的分析来进一步了解offset电压的一些不 好的影响。 LNA LPF ADC LO Leakage c0s10 (a) ADC (b) 图1.9(a)L0信号自混频(b)干扰信号自混频 8
8 ADC Channel Select Filter Amp A1 (b) Amp A1 ADC Channel Select Filter (c) 图 1.8 基带信道选择的三种结构 该图中的三种结构都是用在图 1.7 的 I，Q 分支混频之后的信道选择处理，如果我们分 析一下就可以发现，尽管这三种结构的先后顺序不同，但是每种结构中总有一个模块会有 很高的性能要求。比如说 c 中的结构，因为是在基带，所以我们可以先用 ADC 将模拟信 号转为数字信号，然后再做数字处理进行信道选择，这样的结构是非常理想的，但是我们 对 ADC 的要求就会很高。首先它的线性度要好以便于能够减小误码率，其次它的热噪声 (thermal noise)和量子噪声(quantization noise)都要很低，以免干扰正常的信号值，一般噪 声要在几百毫伏的范围之内。 2. DC Offsets Homodyne 的电路原理是将 RF 信号下变频到零中频，由于输出的中频信号是包含 DC 偏置电压的，所以在中频信号输出的时候，这个偏置电压就会干扰正常的信号电压， 而且会是使后面的电路饱和。我们可以通过下面的分析来进一步了解 offset 电压的一些不 好的影响。 LNA A B LPF ADC L O Leakage cosω L O t C X (a) LNA A B LPF ADC In terferer Leakage cos ω L O t C X (b) 图 1.9 (a) LO 信号自混频 (b) 干扰信号自混频
如图1.9所示，我们知道LO port与混频器的输入端之间的isolation不可能无穷大， 所以总会有feed through从LO port到A和B,如图1.9(a)所示，这叫做“LO leakage”, 这个效应是由于寄生电容和衬底耦合造成的，而且如果LO信号很大的话，bond wire也会 耦合。LO信号的漏信号通过B点输入到混频器的输入端，又和LO信号进行混频，这样 就在混频器的输出端C点，产生了一个DC信号，这种现象就叫做自混频。与之原理相同 的就如图1.9(b)所示，某个干扰信号的漏信号穿通到LO port端，然后与在混频器中与输 入的该干扰信号自混频。 还有一点，从天线到X点的增益总共大约有80到100dB,要将几百毫伏的输入信号 放大到ADC能够sense到的电压范围，而LNA/Mixer的电路一般提供大约25到30dB的 增益。所以，自混频问题在Homodyne的结构中还是很严重而且很难解决的。 Offset的问题可以用两种方法来解决，以提高电路的性能。一种方法是在Transmitter 中将基带信号进行编码，使基带信号在调制和下变频之后，在DC上的能量最少，这叫做 “DC free coding”。这种方法主要用于宽带传输。第二种方法是利用数字无线标准中对空 闲时间间隙的定义来减小Offset的效应。如图1.10所示，电容将两个有效信号之间的Offset 信号储存起来，这样就在接收数据时引入了一个将零频率信号的虚地点。 LNA LPF cos at Offset Baseband Cancellation Burst 图1.10简单的offset效应减小办法 我们必须注意，在Heterodyne结构中，Offset的问题就小得多了。因为LO的信号不 用跟RF信号一样的频率，那么自混频现象就不会有什么影响，只会引入一些DC干扰信 号，而F信号都离DC至少有几百兆的间隔，所以这个干扰信号可以很容易被滤掉。 3.I/Q Mismatch 由前面的分析我们可以知道，对于相位和频率调制来说homodyne receiver必须分成 I和Q两条支路分别混频处理。这需要将RF或者LO信号相移90°，但是进行相移的电路 9
9 如图 1.9 所示，我们知道 LO port 与混频器的输入端之间的 isolation 不可能无穷大， 所以总会有 feed through 从 LO port 到 A 和 B，如图 1.9(a)所示，这叫做“LO leakage”， 这个效应是由于寄生电容和衬底耦合造成的，而且如果 LO 信号很大的话，bond wire 也会 耦合。LO 信号的漏信号通过 B 点输入到混频器的输入端，又和 LO 信号进行混频，这样 就在混频器的输出端 C 点，产生了一个 DC 信号，这种现象就叫做自混频。与之原理相同 的就如图 1.9(b)所示，某个干扰信号的漏信号穿通到 LO port 端，然后与在混频器中与输 入的该干扰信号自混频。 还有一点，从天线到 X 点的增益总共大约有 80 到 100dB，要将几百毫伏的输入信号 放大到 ADC 能够 sense 到的电压范围，而 LNA/Mixer 的电路一般提供大约 25 到 30dB 的 增益。所以，自混频问题在 Homodyne 的结构中还是很严重而且很难解决的。 Offset 的问题可以用两种方法来解决，以提高电路的性能。一种方法是在 Transmitter 中将基带信号进行编码，使基带信号在调制和下变频之后，在 DC 上的能量最少，这叫做 “DC free coding”。这种方法主要用于宽带传输。第二种方法是利用数字无线标准中对空 闲时间间隙的定义来减小Offset的效应。如图1.10所示，电容将两个有效信号之间的Offset 信号储存起来，这样就在接收数据时引入了一个将零频率信号的虚地点。 LPF cosω0t LNA C1 S1 Offset Cancellation Baseband Burst t 图 1.10 简单的 offset 效应减小办法 我们必须注意，在 Heterodyne 结构中，Offset 的问题就小得多了。因为 LO 的信号不 用跟 RF 信号一样的频率，那么自混频现象就不会有什么影响，只会引入一些 DC 干扰信 号，而 IF 信号都离 DC 至少有几百兆的间隔，所以这个干扰信号可以很容易被滤掉。 3. I/Q Mismatch 由前面的分析我们可以知道，对于相位和频率调制来说 homodyne receiver 必须分成 I 和 Q 两条支路分别混频处理。这需要将 RF 或者 LO 信号相移 90o ，但是进行相移的电路
是非线性的，于是在丨和Q之间会有不匹配的情况，这样会影响输出的结果，增加误码率。 如图1.11所示，1，Q支路上的很多因素都会造成/Q的增益和相位误差。 Phase and Gain Error LPE 90 LPF Q Phase and Gain Error 图1.11由于不同步造成的/Q mismatch 通常，要求幅度的mismatch要低于1dB,相位的误差不能超过5°，但这些约束还取 决于调制的类型和方法。虽然/Q mismatch的问题已经是离散系统中的一个严重障碍，但 是在Homodyne结构中，更倾向于提高系统的可集成度。而且，mismatch随着时间，信 号传输的技术的不同而不同，所以可以通过这些方法来解决mismatch的问题。 4奇偶失真 如图1.12所示，两个信号很强的干扰信号离得很近，而且在带通滤波器的范围之内， △△ Interferers 0 Desired Channel LNA Feedthrough 0 图1.12奇偶失真产生干扰信号的影响 那么，通过混频器的时候，这两个干扰信号由于通过LNA的时候，就会产生一个在 DC附近的干扰信号，如果我们的混频器是一个理想的混频器，那么就会把这个在DC附 近的干扰信号给上变频到很高的频谱上，但实际上混频器是有feed through的，这样在 Mixer的输出就会有在DC附近的千扰信号出现。 10
10 是非线性的，于是在 I 和 Q 之间会有不匹配的情况，这样会影响输出的结果，增加误码率。 如图 1.11 所示，I，Q 支路上的很多因素都会造成 I/Q 的增益和相位误差。 90o LPF LPF I Q Phase and Gain Error Phase and Gain Error V VLO R F 图 1.11 由于不同步造成的 I/Q mismatch 通常，要求幅度的 mismatch 要低于 1dB，相位的误差不能超过 50 ，但这些约束还取 决于调制的类型和方法。虽然 I/Q mismatch 的问题已经是离散系统中的一个严重障碍，但 是在 Homodyne 结构中，更倾向于提高系统的可集成度。而且，mismatch 随着时间，信 号传输的技术的不同而不同，所以可以通过这些方法来解决 mismatch 的问题。 4 奇偶失真 如图 1.12 所示，两个信号很强的干扰信号离得很近，而且在带通滤波器的范围之内， ω Interferers Desired Channel LNA cosωLOt ω ω Feedthrough 0 ω 0 图 1.12 奇偶失真产生干扰信号的影响 那么，通过混频器的时候，这两个干扰信号由于通过 LNA 的时候，就会产生一个在 DC 附近的干扰信号，如果我们的混频器是一个理想的混频器，那么就会把这个在 DC 附 近的干扰信号给上变频到很高的频谱上，但实际上混频器是有 feed through 的，这样在 Mixer 的输出就会有在 DC 附近的干扰信号出现