第一章引言 1.3 论文的主要工作及组织结构 本文根据EPC Global Class-1 Generation-2(即ISO18000-6C)协议进行了UHF RFD读写器射频前端的设计实现，主要工作表现在以下几个方面： 第一，提出了超高频读写器接收机载波消除射频前端的系统结构并进行了系统分 析及仿真验证。对EPC Global Class--1 Generation-2进行了信道及信号分析，由此计算 了接收机的性能指标；针对超高频读写器接收机存在的载波泄漏问题，提出了载波消 除的系统结构并对系统指标进行了分析和计算；最后在电路级对载波消除射频前端的 性能进行了仿真验证。结果表明，射频前端在存在5dBm的载波泄漏时，可以达到 17.4dB的增益、14dB的噪声系数、5dBm的IIP3和40dBm的IIP2,完全达到系统指标， 对读写器抑制载波、提高灵敏度有着重要作用。 第二，在SMIC0.18umRF1P6M标准CMOS工艺下完成了前端射频模块和检测 链路模块的电路和版图设计，包括载波消除低噪声放大器、正交下变频混频器、高频 信号峰值检测器及低失调比较器。各模块的仿真结果均符合设计要求，保证了整个接 收机射频前端的性能。 第三，在低噪声放大器的设计中，在分析了本设计的技术难点之后，提出了适用 于载波消除的LNA电路结构，并进行了电路和版图设计。仿真结果表明，该低噪声 放大器可以在高达5dBm的载波下对信号进行线性放大，达到的8dBm的IIP3,并对共 模输入信号有着很好的抑制。同时还讨论了带中心抽头的差分电感的建模、设计和拟 合，分析了如何在设计中提高电感的品质因素。 第四，在正交下变频混频器的设计中，对Gilbert单元进行了详细的性能分析，为 基于Gilbert单元的有源混频器的设计总结出了设计规则：对正交下变频混频器共用跨 导级的结构进行了详细的性能分析，包括转换增益、噪声系数、线性度和镜像抑制比， 验证了共用跨导级结构在低功耗、高性能电路中的优势：对采用多栅晶体管(Multiple Gated Transistors.,MGTR)技术提高混频器的线性度和采用寄生垂直NPN BJT降低混频 器的闪烁噪声进行了原理分析和电路实现。测试结果表明，该混频器能够达到12.5dB 的转换增益、12dB的单边带噪声系数、10dBm的IP3和58dBm的IIP2,仅消耗2.7mW 的直流功耗，较近几年发表的混频器设计表现出较高的综合性能。 第五，在峰值检测器的设计中，对工作在亚阈值区的MOS管做整流的原理进行 了分析，验证了该结构功耗低、输出电压较其他结构更精确的特点：在低失调比较器 的设计中，利用自较零技术降低失调电压，采用预放大器和锁存器级联的结构提高速 度，并详细考虑了非交叠时钟信号的产生和开关MOS管在具体应用中的选择。仿真 结果显示，该比较器可以工作在80MHz的频率下，达到3mV的输入失调电压，平均 功耗为750uW。 6
第一章 引言 6 1.3 论文的主要工作及组织结构 本文根据 EPC Global Class-1 Generation-2（即 ISO18000-6C）协议进行了 UHF RFID 读写器射频前端的设计实现，主要工作表现在以下几个方面： 第一，提出了超高频读写器接收机载波消除射频前端的系统结构并进行了系统分 析及仿真验证。对 EPC Global Class-1 Generation-2 进行了信道及信号分析，由此计算 了接收机的性能指标；针对超高频读写器接收机存在的载波泄漏问题，提出了载波消 除的系统结构并对系统指标进行了分析和计算；最后在电路级对载波消除射频前端的 性能进行了仿真验证。结果表明，射频前端在存在5dBm 的载波泄漏时，可以达到 17.4dB 的增益、14dB 的噪声系数、5dBm的 IIP3 和40dBm 的 IIP2，完全达到系统指标， 对读写器抑制载波、提高灵敏度有着重要作用。 第二，在 SMIC 0.18um RF 1P6M 标准 CMOS 工艺下完成了前端射频模块和检测 链路模块的电路和版图设计，包括载波消除低噪声放大器、正交下变频混频器、高频 信号峰值检测器及低失调比较器。各模块的仿真结果均符合设计要求，保证了整个接 收机射频前端的性能。 第三，在低噪声放大器的设计中，在分析了本设计的技术难点之后，提出了适用 于载波消除的 LNA 电路结构，并进行了电路和版图设计。仿真结果表明，该低噪声 放大器可以在高达5dBm的载波下对信号进行线性放大，达到的8dBm的 IIP3，并对共 模输入信号有着很好的抑制。同时还讨论了带中心抽头的差分电感的建模、设计和拟 合，分析了如何在设计中提高电感的品质因素。 第四，在正交下变频混频器的设计中，对 Gilbert 单元进行了详细的性能分析，为 基于 Gilbert 单元的有源混频器的设计总结出了设计规则；对正交下变频混频器共用跨 导级的结构进行了详细的性能分析，包括转换增益、噪声系数、线性度和镜像抑制比， 验证了共用跨导级结构在低功耗、高性能电路中的优势；对采用多栅晶体管(Multiple Gated Transistors, MGTR)技术提高混频器的线性度和采用寄生垂直NPN BJT降低混频 器的闪烁噪声进行了原理分析和电路实现。测试结果表明，该混频器能够达到12.5dB 的转换增益、12dB的单边带噪声系数、10dBm 的 IIP3 和58dBm的 IIP2，仅消耗2.7mW 的直流功耗，较近几年发表的混频器设计表现出较高的综合性能。 第五，在峰值检测器的设计中，对工作在亚阈值区的 MOS 管做整流的原理进行 了分析，验证了该结构功耗低、输出电压较其他结构更精确的特点；在低失调比较器 的设计中，利用自较零技术降低失调电压，采用预放大器和锁存器级联的结构提高速 度，并详细考虑了非交叠时钟信号的产生和开关 MOS 管在具体应用中的选择。仿真 结果显示，该比较器可以工作在80MHz 的频率下，达到3mV 的输入失调电压，平均 功耗为750uW
第一章引言 本文的组织结构如下： 第二章，首先对UHF RFID系统协议和信道进行了分析，据此计算出了读写器接 收机的性能指标；然后定量分析了读写器接收机前端的载波泄漏，并根据这一技术难 点给出了接收机的系统架构：接着提出了载波消除射频前端的系统架构，并对系统指 标进行了分析和计算，为各模块制定了设计目标。 第三章，第一部分简要介绍了低噪声放大器的基本原理及应用：第二部分介绍了 载波消除LNA的设计与实现：首先分析了载波消除LNA的设计难点，其次给出了电 路结构，接着介绍了带中心抽头的差分电感的设计、仿真、建模及拟合，最后对该结 构的LNA的性能进行了具体的分析，包括电压增益、共模信号的抑制、噪声系数： 第三部分给出了载波消除LNA的仿真结果、测试考虑及版图设计。 第四章，第一部分对Gilbert混频器的性能进行了详细的分析，包括电压转换增益、 噪声系数、线性度，并提出了基于Gilbert单元混频器的设计准则；第二部分介绍了读 写器中正交下变频混频器的设计：先分析了正交下变频混频器共用跨导级结构的性 能，验证了其低功耗、高性能的优势，接着分析了MGT℉技术提高混频器的线性度的 原理和寄生垂直NPN BJT降低混频器的闪烁噪声的原理，然后介绍了产生正交信号的 二分频电路的设计，最后给出了版图设计中的一些考虑：第三部分介绍了正交下变频 混频器的测试与分析，包括PCB版图的设计、芯片测试环境与结果分析。 第五章，首先介绍了亚阈值MOS管峰值检测器的工作原理及电路设计：其次介 绍了低失调比较器及非交叠时钟发生器的电路设计，并给出了仿真结果；最后给出了 载波消除射频前端在存在5dBm载波泄漏时的仿真性能，验证了载波消除对系统性能 的提高。 第六章，总结了论文的主要工作和目前的成果，并确定了下一步的工作，提出了 些实现方案和建议
第一章 引言 7 本文的组织结构如下： 第二章，首先对 UHF RFID 系统协议和信道进行了分析，据此计算出了读写器接 收机的性能指标；然后定量分析了读写器接收机前端的载波泄漏，并根据这一技术难 点给出了接收机的系统架构；接着提出了载波消除射频前端的系统架构，并对系统指 标进行了分析和计算，为各模块制定了设计目标。 第三章，第一部分简要介绍了低噪声放大器的基本原理及应用；第二部分介绍了 载波消除 LNA 的设计与实现：首先分析了载波消除 LNA 的设计难点，其次给出了电 路结构，接着介绍了带中心抽头的差分电感的设计、仿真、建模及拟合，最后对该结 构的 LNA 的性能进行了具体的分析，包括电压增益、共模信号的抑制、噪声系数； 第三部分给出了载波消除 LNA 的仿真结果、测试考虑及版图设计。 第四章，第一部分对 Gilbert 混频器的性能进行了详细的分析，包括电压转换增益、 噪声系数、线性度，并提出了基于 Gilbert 单元混频器的设计准则；第二部分介绍了读 写器中正交下变频混频器的设计：先分析了正交下变频混频器共用跨导级结构的性 能，验证了其低功耗、高性能的优势，接着分析了 MGTR 技术提高混频器的线性度的 原理和寄生垂直 NPN BJT 降低混频器的闪烁噪声的原理，然后介绍了产生正交信号的 二分频电路的设计，最后给出了版图设计中的一些考虑；第三部分介绍了正交下变频 混频器的测试与分析，包括 PCB 版图的设计、芯片测试环境与结果分析。 第五章，首先介绍了亚阈值 MOS 管峰值检测器的工作原理及电路设计；其次介 绍了低失调比较器及非交叠时钟发生器的电路设计，并给出了仿真结果；最后给出了 载波消除射频前端在存在5dBm载波泄漏时的仿真性能，验证了载波消除对系统性能 的提高。 第六章，总结了论文的主要工作和目前的成果，并确定了下一步的工作，提出了 一些实现方案和建议
第二章UHF RFID读写器接收机载波消除射频前端系统架构 第二章 UHF RFID读写器接收机载波消除射频前端系统架构 2.1 UHF RFID系统分析及读写器接收机系统指标 2.1.1 UHF RFID系统协议分析 EPC Global C1G2协议中，T三R链路的信号采用ASK或PSK调制方式，调制 方式由标签来决定，读写器必须能解调这两种调制方式中的任意一种。T一R链路的 信号可以采用FM0编码或者Miller副载波调制编码，编码方式由读写器决定。 T→R的背向链路频率(Backscatter Link Frequency,BLF)为40kHz-64OkHz连续可 变，其具体值由读写器发送的Query指令中的DR(TRcal Divide Ratio)和Query指令前 preamble中的TRcal共同决定(BLF=DR/TRcal),同时允许的容差最大可达±22%， 如表2.1所示。T一R的数据率则由BLF和Query指令中的M(cycles per symbol)决定， 如表2.2所示。 表2.1 T→R的背向链路频率 DR:Divide TRcal LF:Link Frequency Tolerance Frequency Tolerance Frequency variation Ratio (μs+-1%) Frequency(kHz) FT(nominal temp) FT(extended temp) during backscatter 33.3 640 +/-15% +/-15% +/-2.5% 33.3<TRcal<66.7 320<LF<640 +1-22% +1-22% +1-2.5% 66.7 320 +1-10% +1-15% +1-2.5% 66.7<TRcal<83.3 256<LF<320 +1-12% +/-15% +1-2.5% 64/3 83.3 256 +1-10% +1-10% +1-2.5% 83.3<TRcal<133.3 160<LF<256 +1-10% +/-12% +1-2.5% 133.3<TRcal≤200 107≤LF<160 +1-7% +1-7% +1-2.5% 200<TRcal≤225 95≤LF<107 +1-5% +1-5% +1-2.5% 17.2≤TRcal<25 320<LF<465 +/-19% +/-19% +1-2.5% 25 320 +1-10% +/-15% +1-2.5% 25<TRcal<31.25 256<LF<320 +1-12% +/-15% +1-2.5% 31.25 256 +/-10% +/-10% +1-2.5% 8 31.25<TRcal<50 160<LF<256 +1-10% +/-10% +1-2.5% 50 160 +1-7% +1-7% +1-2.5% 50<TRcal≤75 107≤LF<160 +1-7% +1-7% +1-2.5% 75<TRcal≤200 40<LF<107 +1-4% +1-4% +1-2.5% 表2.2T一R的数据率 M:Number of subcarrier cycles per symbol Modulation type Data rate(kbps） 1 FMO baseband LF 2 Miller subcarrier LF/2 4 Miller subcarrier LF/4 8 Miller subcarrier LF/8
第二章 UHF RFID 读写器接收机载波消除射频前端系统架构 8 第二章 UHF RFID 读写器接收机载波消除射频前端系统架构 2.1 UHF RFID 系统分析及读写器接收机系统指标 2.1.1 UHF RFID 系统协议分析 EPC Global C1 G2 协议中，T R ⇒ 链路的信号采用 ASK 或 PSK 调制方式，调制 方式由标签来决定，读写器必须能解调这两种调制方式中的任意一种。T R ⇒ 链路的 信号可以采用 FM0 编码或者 Miller 副载波调制编码，编码方式由读写器决定。 T R ⇒ 的背向链路频率(Backscatter Link Frequency, BLF)为 40kHz-640kHz 连续可 变，其具体值由读写器发送的 Query 指令中的 DR(TRcal Divide Ratio)和 Query 指令前 preamble 中的 TRcal 共同决定( BLF DR TRcal = )，同时允许的容差最大可达±22%， 如表 2.1 所示。T R ⇒ 的数据率则由 BLF 和 Query 指令中的 M(cycles per symbol)决定， 如表 2.2 所示。 表 2.1 T R ⇒ 的背向链路频率 表 2.2 T R ⇒ 的数据率
第二章UHF RFID读写器接收机载波消除射频前端系统架构 对FM0和Miller副载波调制编码基带信号进行频谱分析，如图2.1所示9。可见， 两种编码在直流均没有能量。FM0编码信号的第一零点带宽是两倍的数据率。Miller 副载波调制编码信号的第一零点带宽也是两倍的数据率，但中心频率在BLF处。因此， 可以通过控制副载波的频率(BLF),使返回信号的能量分布在特定的位置，如相邻信 道的中心或本信道的边缘。 Frequency (Hz) (a) 从 05 Freguoncy (Hz) x10 (b) 图2.1(a)BLF=60kHz时FM0编码数据的功率谱：(b)BLF=640kH、M=4时 Miller副载波调制编码数据的功率谱 因此，FM0编码时的最大基带信号带宽为BLF=640kH、M=1时： 9
第二章 UHF RFID 读写器接收机载波消除射频前端系统架构 9 对 FM0 和 Miller 副载波调制编码基带信号进行频谱分析，如图 2.1 所示[9]。可见， 两种编码在直流均没有能量。FM0 编码信号的第一零点带宽是两倍的数据率。Miller 副载波调制编码信号的第一零点带宽也是两倍的数据率，但中心频率在 BLF 处。因此， 可以通过控制副载波的频率(BLF)，使返回信号的能量分布在特定的位置，如相邻信 道的中心或本信道的边缘。 (a) (b) 图 2.1 (a) BLF kHz = 60 时 FM0 编码数据的功率谱；(b) BLF kHz = 640 、M = 4时 Miller 副载波调制编码数据的功率谱 因此，FM0 编码时的最大基带信号带宽为 BLF kHz = 640 、M =1时：
第二章UHF RFID读写器接收机载波消除射频前端系统架构 fEMO.max =640kHzx2=1.28MHE (2.1) Miller副载波调制编码时的最大基带信号带宽为BLF=640kHz、M=2时： JMmIler.max =640kHz+320kH2x2=1.28MHz (2.2) 由于标签没有单边带调制的功能，因此标签返回的信号为双边带(Double Sided Band,DSB)信号，射频信号的带宽为基带信号带宽的两倍。 2.1.2 UHF RFID系统信道分析 读写器和标签之间的通信会受到路径损耗(Path Loss)、多径衰落(Multipath Fading)、时延扩展(Delay Spread)、多普勒效应(Doppler Effect)等影响。由[IO]分析可知， 时延扩展由于UHF RFID系统通信速率较低而可以忽略，并且系统即使在最严格的条 件、标签和读写器相对运动最快的情况下，多普勒效应引入的影响仍可以忽略。因此， 读写器和标签之间的通信主要受路径损耗的影响。 根据Friis公式，无线信道的路径损耗为： L=4πd) (2.3) 其中，入为电磁波的波长，d为读写器与标签之间的距离。对于典型的UHF RFID 通信系统，假设工作频率f=900M,读写器与标签之间的距离d∈[1,10]，则有： 1=C=3x108 ≈0.33m (2.4) f900×106 LB=2010g ∈[-31.5，-51.5] (2.5) 4πd 而标签天线接收到的信号功率为： Ps=PaRp·L·Gas (2.6) 其中Pp为读写器天线的等效全向辐射功率(Equivalent Isotropically Radiated Power/Effective Isotropic Radiated Power,.EIRP),是指当把天线辐射强度的最大值等效 为一个假想的全向天线时，该全向天线辐射的总功率。如表1.3所示，中国UHF RFID 频率规范规定Pp=36dBm。Ga为标签天线的接收增益，假设为G=0dBi。则标 签天线接收到的能量为： Pn=P+Le+Gwe∈[4.5，-l5.5J (2.7) 而读写器接收机前端接收到的能量为： 10
第二章 UHF RFID 读写器接收机载波消除射频前端系统架构 10 0,max 640 2 1.28 FM f = ×= kHz MHz (2.1) Miller 副载波调制编码时的最大基带信号带宽为 BLF kHz = 640 、M = 2时： ,max 640 320 2 1.28 Miller f = + ×= kHz kHz MHz (2.2) 由于标签没有单边带调制的功能，因此标签返回的信号为双边带(Double Sided Band, DSB)信号，射频信号的带宽为基带信号带宽的两倍。 2.1.2 UHF RFID 系统信道分析 读写器和标签之间的通信会受到路径损耗(Path Loss)、多径衰落(Multipath Fading)、时延扩展(Delay Spread)、多普勒效应(Doppler Effect)等影响。由[10]分析可知， 时延扩展由于 UHF RFID 系统通信速率较低而可以忽略，并且系统即使在最严格的条 件、标签和读写器相对运动最快的情况下，多普勒效应引入的影响仍可以忽略。因此， 读写器和标签之间的通信主要受路径损耗的影响。 根据 Friis 公式，无线信道的路径损耗为： 2 4 L d λ π ⎛ ⎞ = ⎜ ⎟ ⎝ ⎠ (2.3) 其中，λ 为电磁波的波长，d 为读写器与标签之间的距离。对于典型的 UHF RFID 通信系统，假设工作频率 f = 900MHz ，读写器与标签之间的距离d ∈[1,10]，则有： 8 6 3 10 0.33 900 10 c m f λ × == ≈ × (2.4) 20log [ 31.5, 51.5] 4 dB L d λ π ⎛ ⎞ = ∈− − ⎜ ⎟ ⎝ ⎠ (2.5) 而标签天线接收到的信号功率为： P P LG r,tag EIRP tag = ⋅⋅ (2.6) 其中 PEIRP 为读写器天线的等效全向辐射功率(Equivalent Isotropically Radiated Power / Effective Isotropic Radiated Power, EIRP)，是指当把天线辐射强度的最大值等效 为一个假想的全向天线时，该全向天线辐射的总功率。如表 1.3 所示，中国 UHF RFID 频率规范规定 36 P dBm EIRP = 。Gtag 为标签天线的接收增益，假设为 0 G dBi tag = 。则标 签天线接收到的能量为： , [4.5, 15.5] r tag EIRP tag dBm dBi dBm dB P P LG = ++ ∈− (2.7) 而读写器接收机前端接收到的能量为：