复旦大学：《微电子学与固体电子学》教学资源（硕士士学位论文）数字电视调谐器中的信道选择滤波器设计

数字电视调谐器中的信道选择滤波器设计 声、高线性度的信道选择滤波己经成为多模式多频段接收机中常见的模块。片上 滤波虽然集成度高，但是占用芯片面积，开销功耗，而且需要自动频率校准。 综上，信道选择滤波器不仅影响接收机的灵敏度、动态范围，更直接决定了 接收机的选择性。高邻道抑制、高线性度、低噪声、低功耗、带宽可调成为设计 无线接收机信道选择滤波器需要满足的指标要求。 1.2研究内容 本文设计的带宽可调、增益可变的低通滤波器用于直接变频接收机中实现信 道选择功能。研究的重点是在功耗限制的前提下优化滤波器的动态范围，提高线 性度、降低噪声：有效克服非理想效应，减小增益误差和带内纹波：片上实现更 为有效和利于滤波器优化设计的片上频率自动校准电路。 对动态范围的优化需要准确、有效的噪声和非线性分析模型。集成电路中元 器件的噪声模型已经得到了深入研究，对应的分析方法也很成熟。而对于非线性 的研究，尤其是对存在记忆效应的电路的非线性分析还存在较多可以探索的空间。 基于谐波平衡(Harmonic Balance,HB)的分析方法只能通过软件仿真得到数值 解。虽然仿真结果能与测试结果得到较好的符合，但是这种方法并不能得到直观 的、有指导意义的解析表达式。对于如何优化电路参数、提高动态范围没有太大 参考作用。伏尔特拉级数Volterra Series)分析方法作为一种分析具有记忆效应电 路非线性的分析方法，已经被验证是较为准确的方法，其得到的解析结果对电路 的优化具有指导意义。但是该方法涉及到的计算过程比较繁琐，特别是当电路结 构变得复杂的时候，对电路结构的化简变得尤其重要。文献[11[12]提出了另外一 种思路，即通过将整个反馈网络视为二端口网络，定义新的传递函数，得到输入 三阶交调点(3 order Input Intercept Point,lP3)的解析表达式。本文在此思路的 基础上，对输入三阶交调点表达式中不同变量进行了归一化，将多变量优化问题 转化成单变量优化问题，简化了使用伏尔特拉级数进行非线性分析的计算过程。 所得到的结果与仿真结果吻合，并可用于滤波器动态范围的设计优化。 电路中的非理想特性，包括电阻电容阵列的寄生和运算放大器的有限增益带 宽等，会引起如增益误差、Q值恶化和截止频率偏移等现象。Q值恶化造成的带 内纹波会在一定程度上恶化信号的信噪比。本文对这些非理想特性进行了详细的 分析，并提出了相应的电路改进，有效减小了非理想因素对滤波器性能的影响。 片上校准方法经历了从基于锁相环(Phase Lock Loop,PLL)技术到今天更多 的使用开关电容(Switch Capacitor))技术的过程。前者虽然具有较高的精度，但是 要实现截止频率的可变需要多个参考频率源。所以不适合用于实现截止频率可调 的滤波器。后者调节精度虽然不是很高，但是校准误差也可以达到小于5%。这 2

数字电视调谐器中的信道选择滤波器设计 2 声、高线性度的信道选择滤波已经成为多模式多频段接收机中常见的模块。片上 滤波虽然集成度高，但是占用芯片面积，开销功耗，而且需要自动频率校准。 综上，信道选择滤波器不仅影响接收机的灵敏度、动态范围，更直接决定了 接收机的选择性。高邻道抑制、高线性度、低噪声、低功耗、带宽可调成为设计 无线接收机信道选择滤波器需要满足的指标要求。 1.2 研究内容 本文设计的带宽可调、增益可变的低通滤波器用于直接变频接收机中实现信 道选择功能。研究的重点是在功耗限制的前提下优化滤波器的动态范围，提高线 性度、降低噪声；有效克服非理想效应，减小增益误差和带内纹波；片上实现更 为有效和利于滤波器优化设计的片上频率自动校准电路。 对动态范围的优化需要准确、有效的噪声和非线性分析模型。集成电路中元 器件的噪声模型已经得到了深入研究，对应的分析方法也很成熟。而对于非线性 的研究，尤其是对存在记忆效应的电路的非线性分析还存在较多可以探索的空间。 基于谐波平衡(Harmonic Balance，HB)的分析方法只能通过软件仿真得到数值 解。虽然仿真结果能与测试结果得到较好的符合，但是这种方法并不能得到直观 的、有指导意义的解析表达式。对于如何优化电路参数、提高动态范围没有太大 参考作用。伏尔特拉级数(Volterra Series)分析方法作为一种分析具有记忆效应电 路非线性的分析方法，已经被验证是较为准确的方法，其得到的解析结果对电路 的优化具有指导意义。但是该方法涉及到的计算过程比较繁琐，特别是当电路结 构变得复杂的时候，对电路结构的化简变得尤其重要。文献[11][12]提出了另外一 种思路，即通过将整个反馈网络视为二端口网络，定义新的传递函数，得到输入 三阶交调点(3 rd order Input Intercept Point，IIP3)的解析表达式。本文在此思路的 基础上，对输入三阶交调点表达式中不同变量进行了归一化，将多变量优化问题 转化成单变量优化问题，简化了使用伏尔特拉级数进行非线性分析的计算过程。 所得到的结果与仿真结果吻合，并可用于滤波器动态范围的设计优化。 电路中的非理想特性，包括电阻电容阵列的寄生和运算放大器的有限增益带 宽等，会引起如增益误差、Q 值恶化和截止频率偏移等现象。Q 值恶化造成的带 内纹波会在一定程度上恶化信号的信噪比。本文对这些非理想特性进行了详细的 分析，并提出了相应的电路改进，有效减小了非理想因素对滤波器性能的影响。 片上校准方法经历了从基于锁相环(Phase Lock Loop，PLL)技术到今天更多 的使用开关电容(Switch Capacitor)技术的过程。前者虽然具有较高的精度，但是 要实现截止频率的可变需要多个参考频率源。所以不适合用于实现截止频率可调 的滤波器。后者调节精度虽然不是很高，但是校准误差也可以达到小于 5 %。这

第一章绪论 对于大多数通信应用而言，己经足够。但是这种方法需要校准电路和滤波器使用 同一种电容阵列，减小了滤波器设计的自由度。本文在开关电容校准方法的基础 上通过增加自动校准控制单元，引入计算工艺偏差的功能，将多次计数、使用相 同电容阵列抛弃，实现了零极点电容的校准，同时增加了滤波器设计的自由度， 为优化设计提供了方便。 1.3论文组织 本文的内容安排如下： 第二章从系统应用角度对滤波器的性能指标进行分析。主要内容包括分析滤 波器性能指标与射频前端性能指标和模数转换器(Analog to Digital Convertor, ADC)动态范围的折中、滤波器电路结构选择和系统实现方案。 第三章中对滤波器的噪声和线性度进行详细分析，并采用归一化方法进行优 化设计。同时提出带宽调节方案，并分析在带宽变化的情况下，滤波器动态范围 的改变。 第四章中对含有非理想跨导运算放大器(Operational Transconductance Amplifier,.OTA)的非理想双二次结构(Biquad)进行了信号流图分析，并从电路设 计角度提出改进方案，减小了带内纹波和增益误差。同时详细讨论了提高跨导运 算放大器线性度的设计方法。 第五章在分析比较主要频率校准方法的基础上提出了改进的频率校准电路， 并详细分析了校准电路的误差来源。同时也介绍了直流失调消除电路的设计。 第六章介绍芯片的实现，并对主要指标的测试结果进行说明，同时与近期发 表论文进行了比较。 第七章对本论文进行总结，并提出研究展望。 3

第一章 绪论 3 对于大多数通信应用而言，已经足够。但是这种方法需要校准电路和滤波器使用 同一种电容阵列，减小了滤波器设计的自由度。本文在开关电容校准方法的基础 上通过增加自动校准控制单元，引入计算工艺偏差的功能，将多次计数、使用相 同电容阵列抛弃，实现了零极点电容的校准，同时增加了滤波器设计的自由度， 为优化设计提供了方便。 1.3 论文组织 本文的内容安排如下： 第二章从系统应用角度对滤波器的性能指标进行分析。主要内容包括分析滤 波器性能指标与射频前端性能指标和模数转换器(Analog to Digital Convertor， ADC)动态范围的折中、滤波器电路结构选择和系统实现方案。 第三章中对滤波器的噪声和线性度进行详细分析，并采用归一化方法进行优 化设计。同时提出带宽调节方案，并分析在带宽变化的情况下，滤波器动态范围 的改变。 第四章中对含有非理想跨导运算放大器(Operational Transconductance Amplifier, OTA)的非理想双二次结构(Biquad)进行了信号流图分析，并从电路设 计角度提出改进方案，减小了带内纹波和增益误差。同时详细讨论了提高跨导运 算放大器线性度的设计方法。 第五章在分析比较主要频率校准方法的基础上提出了改进的频率校准电路， 并详细分析了校准电路的误差来源。同时也介绍了直流失调消除电路的设计。 第六章介绍芯片的实现，并对主要指标的测试结果进行说明，同时与近期发 表论文进行了比较。 第七章对本论文进行总结，并提出研究展望

第二章系统指标分析与设计 第二章 系统指标分析与设计 2.1接收机输入信号特性 接收机的性能指标要求取决于输入信号特性和误码率对信噪比的要求。输入 信号特性包括信号的频谱分布、带宽、最大最小功率等。对输入信号特性的分析 有助于在接收机设计时充分考虑各种情况下所要求的接收机性能，以达到应用要 求。 2.1.1接收机载噪比 对于一个特定的调制方式，误码率(Bit Error Rate,BER)和信噪比之间的关 系在笛卡尔坐标下呈现出瀑布图的形式[13]。在通信领域，信噪比(Signal-to-Noise Ratio,SWR)通常也叫做载噪比(Carrier-Noise Ratio,CWR)。 Receiver with Ideal AGC P=C demo NF=F 注：P表示接收机输入信号功率，C表示载波功率，NF是接收机噪声系数，G 是接收机功率增益，(CWR和(CWM分别表示接收机输入等效载噪比和解调模块 输入等效载噪比，P×是其它电路模块在输出端的噪声贡献 图2-1MBRA!测试标准中接收机系统框图 图2-1是国际电工委员会(International Electrical Commission,.lEC)发布的 关于地面/手持式数字广播电视标准(Digital Video Broadcasting-Terrestrial Handheld,.DVB-TH)的测试标准MBRAI(Mobile and Broadband Radio Access Interface)中用来计算系统载噪比的系统结构图[1]。（国际电工委员会发布的EC 62002标准，通常简称为MBRAI)。其中，P×包括四个部分的噪声，分别是本振 信号的相噪、模数转换器的量化噪声、由自动增益控制环路所引起的热噪和由发 射机产生的交调量。 假设理想的自动增益控制覆盖信号的输入范围，输出额定功率设定为单位功 率，则在输入信号功率为C的情况下接收机的功率增益G满足G=1/C。于是Px 5

第二章 系统指标分析与设计 5 第二章 系统指标分析与设计 2.1 接收机输入信号特性 接收机的性能指标要求取决于输入信号特性和误码率对信噪比的要求。输入 信号特性包括信号的频谱分布、带宽、最大最小功率等。对输入信号特性的分析 有助于在接收机设计时充分考虑各种情况下所要求的接收机性能，以达到应用要 求。 2.1.1 接收机载噪比 对于一个特定的调制方式，误码率(Bit Error Rate，BER)和信噪比之间的关 系在笛卡尔坐标下呈现出瀑布图的形式[13]。在通信领域，信噪比(Signal-to-Noise Ratio，SNR)通常也叫做载噪比(Carrier-Noise Ratio, CNR)。 demo Px G Pi=C NF=F M C N       R C N       Receiver with Ideal AGC 注：Pi 表示接收机输入信号功率，C 表示载波功率，NF 是接收机噪声系数，G 是接收机功率增益，(C/N)R和(C/N)M分别表示接收机输入等效载噪比和解调模块 输入等效载噪比，Px是其它电路模块在输出端的噪声贡献 图 2-1 MBRAI 测试标准中接收机系统框图 图 2-1 是国际电工委员会(International Electrical Commission, IEC)发布的 关于地面/手持式数字广播电视标准(Digital Video Broadcasting–Terrestrial /Handheld, DVB-T/H) 的测试标准 MBRAI(Mobile and Broadband Radio Access Interface)中用来计算系统载噪比的系统结构图[1]。(国际电工委员会发布的 IEC 62002 标准，通常简称为 MBRAI)。其中，Px包括四个部分的噪声，分别是本振 信号的相噪、模数转换器的量化噪声、由自动增益控制环路所引起的热噪和由发 射机产生的交调量。 假设理想的自动增益控制覆盖信号的输入范围，输出额定功率设定为单位功 率，则在输入信号功率为 C 的情况下接收机的功率增益 G 满足 G=1/C。于是 Px

数字电视调谐器中的信道选择滤波器设计 可以用相对值表示。由于Px的影响，使得接收机输出信号的载噪比必须比实际解 码所需载噪比高出一定的裕量。否则，因Px引起的载噪比的进一步恶化会导致误 码率的增加。 根据上图可以计算接收机接收到的信号的信噪比 c)=c (2-1) 其中，k为玻耳茨曼常数(1.38×1023J/K,T表示绝对温度（室温下取290K, B是系统噪声带宽（对于8MHz信道而言，此带宽为7.61MHz)。则输出信号的载 噪比可以表示成 CG 1 (2-2) N kTBFG+P, 1 +P +P kTBF 由此可得 1 (2-3) 1 R -P 所以，实际输入信号最小载噪比可以在相关标准中所列出的解码所需最小载噪比 的基础上加上一定的裕量而得到。例如MBRAI中对Px的要求是Px≤-33dBc。 为了后续分析的方便，将计算得到的接收机输入信号载噪比列于表2-1中。 表2-1不同编码方式下的载噪比要求 Modulation Mode Code Rate C/N DVB-T DVB-H QPSK 2/3 6.4 5.4 16QAM 2/3 12.7 11.7 64QAM 2/3 18.3 17.3 2.1.2最小输入功率和最大输入功率 接收机灵敏度反映了在一定信号带宽和信噪比要求下接收机能检测到的最 小信号功率。灵敏度与信号带宽、接收机噪声系数、信噪比的关系 P=-174dBm+10logB+NF+ (2-4) 对于某一特定的编码方式，在一定信号带宽的情况下，接收机的噪声系数越 小，能检测的信号功率越小，表示接收机的灵敏度越高。通过系统仿真和测试， 6

数字电视调谐器中的信道选择滤波器设计 6 可以用相对值表示。由于 Px的影响，使得接收机输出信号的载噪比必须比实际解 码所需载噪比高出一定的裕量。否则，因 Px引起的载噪比的进一步恶化会导致误 码率的增加。 根据上图可以计算接收机接收到的信号的信噪比 R k C C N TB        (2-1) 其中，k 为玻耳茨曼常数 (1.38 × 10–23 J/K)，T 表示绝对温度(室温下取 290 K)， B 是系统噪声带宽(对于 8 MHz 信道而言，此带宽为 7.61 MHz)。则输出信号的载 噪比可以表示成 M x x x R 1 1 1 1 C CG N kTBFG P P P C C kTBF N                   (2-2) 由此可得 R x M 1 1 C N P C N               (2-3) 所以，实际输入信号最小载噪比可以在相关标准中所列出的解码所需最小载噪比 的基础上加上一定的裕量而得到。例如 MBRAI 中对 Px的要求是 Px ≤ –33 dBc。 为了后续分析的方便，将计算得到的接收机输入信号载噪比列于表 2-1 中。 表 2-1 不同编码方式下的载噪比要求 Modulation Mode Code Rate C/N DVB-T DVB-H QPSK 2/3 6.4 5.4 16QAM 2/3 12.7 11.7 64QAM 2/3 18.3 17.3 2.1.2 最小输入功率和最大输入功率 接收机灵敏度反映了在一定信号带宽和信噪比要求下接收机能检测到的最 小信号功率。灵敏度与信号带宽、接收机噪声系数、信噪比的关系 s min 174 dBm 10log C P B NF N            (2-4) 对于某一特定的编码方式，在一定信号带宽的情况下，接收机的噪声系数越 小，能检测的信号功率越小，表示接收机的灵敏度越高。通过系统仿真和测试

第二章系统指标分析与设计 以及对比目前商用芯片所达到的性能，MBRA!提出数字电视调谐器的噪声系数应 该小于4。于是，可以计算得到不同编码模式下，接收机可以接收到的最小信号。 表2-2四种极端情况下的输入信号 N性1或者N吐m N吐m和N吐2m处 有用信号 处的干扰信号 的双音干扰信号 信号情况 dBm dBm dBm (AC=40 dB) (UD=47 dB) 小信号弱干扰 -98 无 无 小信号强干扰 -77 -37(m=1)* -30(m=32) 大信号弱干扰 -18 无 无 大信号强干扰 -65 无 -18(m=2) 注：表示干扰信道数目。还有一种大信号强干扰情况是只存在邻道干扰，但 是在阻带衰减足够大的情况下，与小信号强干扰类似，所以就不列出了 MBRA!中给出了最大输入信号功率。有用信号和带外干扰信号的总功率会达 到-25dBm~-15dBm。在没有干扰存在的情况下，有用信号的功率可以达到-18 dB。根据标准中列出的干扰信号功率比有用信号功率的最大超出量，表2-2总 结出了接收机输入信号的四种极端情况。 N-4N-2N-1NN+1N+2 W+4 N+m N+2m 图2-2接收机输入信号功率谱 图2-2是接收机一般情况下的输入信号功率频谱图，P。是需要提取的有用 信号，AC表示邻道干扰的相对大小，UD表示带外可能存在的干扰信号的相对大 小。表2-2中使用的AC最大值为40dB,UD最大值为47dB。弱干扰情况下， 有用信号的最小输入功率和最大输入功率分别对应接收灵敏度和标准中给出的输 入功率最大值。强干扰情况下，输入信号总功率设定为最大输入总功率，即-15 dBm。第一种强干扰情况中，假设存在一个N吐1干扰信道和32个N吐m干扰信 道，则输入信号功率为-77dB。选择33个干扰信道的原因是考虑射频前端可 能具有200~300MHz的带宽。第二种强干扰情况中，考虑N吐m和N吐2m处的双 音干扰信号，功率为-18dBm,则对应的输入信号功率为-65dBm。 7

第二章 系统指标分析与设计 7 以及对比目前商用芯片所达到的性能，MBRAI 提出数字电视调谐器的噪声系数应 该小于 4。于是，可以计算得到不同编码模式下，接收机可以接收到的最小信号。 表 2-2 四种极端情况下的输入信号 信号情况 有用信号 dBm N±1 或者 N±m 处的干扰信号 dBm (AC=40 dB) N±m 和 N±2m 处 的双音干扰信号 dBm (UD=47 dB) 小信号弱干扰 –98 无 无 小信号强干扰 –77 –37 (m=1)* –30 (m=32) 大信号弱干扰 –18 无 无 大信号强干扰 –65 无 –18 (m=2) 注：m 表示干扰信道数目。还有一种大信号强干扰情况是只存在邻道干扰，但 是在阻带衰减足够大的情况下，与小信号强干扰类似，所以就不列出了 MBRAI 中给出了最大输入信号功率。有用信号和带外干扰信号的总功率会达 到–25 dBm ~ –15 dBm。在没有干扰存在的情况下，有用信号的功率可以达到–18 dBm。根据标准中列出的干扰信号功率比有用信号功率的最大超出量，表 2-2 总 结出了接收机输入信号的四种极端情况。 N-4 N-2 N-1 N N+1 N+2 N+4 N+m N+2m PD AC UD 图 2-2 接收机输入信号功率谱 图 2-2 是接收机一般情况下的输入信号功率频谱图，PD是需要提取的有用 信号，AC 表示邻道干扰的相对大小，UD 表示带外可能存在的干扰信号的相对大 小。表 2-2 中使用的 AC 最大值为 40 dB，UD 最大值为 47 dB。弱干扰情况下， 有用信号的最小输入功率和最大输入功率分别对应接收灵敏度和标准中给出的输 入功率最大值。强干扰情况下，输入信号总功率设定为最大输入总功率，即–15 dBm。第一种强干扰情况中，假设存在一个 N±1 干扰信道和 32 个 N±m 干扰信 道，则输入信号功率为–77 dBm。选择 33 个干扰信道的原因是考虑射频前端可 能具有 200~300MHz 的带宽。第二种强干扰情况中，考虑 N±m 和 N±2m 处的双 音干扰信号，功率为–18 dBm，则对应的输入信号功率为–65 dBm