复旦大学：《微电子学与固体电子学》教学资源（硕士士学位论文）数字电视调谐器中的信道选择滤波器设计

数字电视调谐器中的信道选择滤波器设计 2.2模拟基带性能指标 在直接变频接收机的架构中，模拟基带需要实现邻道干扰抑制、抗混叠滤波、 减小ADC动态范围的功能。邻道的强干扰若得不到足够的抑制，会使到达ADC 的信号功率增加。ADC的动态范围增加需要消耗更多的功耗，平均每增加一个比 特位，需要增加4倍的功耗14]。滤波器的噪声会增加整机的噪声，使得接收机 的灵敏度减小。大信号和强干扰分别对带内和带外线性度提出要求。而所有对信 噪比的恶化将反映在误码率的提高上。所以滤波器和模拟基带的指标可以通过对 整机信噪比的分析和无码率的指标得出合理的设计要求。 2.2.1增益控制 前面对接收机输入信号的分析表明，有用信号可以从-98dBm到-18dBm变 化。动态范围可以达到80dB。为了覆盖信号的动态范围并考虑一定的控制裕量， 接收机自动增益控制的增益调节范围设置为100dB以保证ADC输入信号维持在 一个固定的范围。 图23所示为表2-2中无干扰情况下接收机自动增益控制的示意图。图中标 识了每一级载噪比的变化。无干扰小信号情况下，射频前端开启高增益模式，降 低接收机的噪声系数，增加灵敏度。最后在模拟基带输出。ADC在输入端得到载 噪比达到要求且功率合适的信号。无干扰大信号情况下，射频前端开启衰减模式 以提高接收机线性度。模拟基带将贡献较大的噪声，最后也输出载噪比达到要求 且功率合适的信号。 纱 40dB 20dB C/N Analog Baseband Required ADC Demodulator -10dB 10dB C/N 10dB Required 图2-3接收机的增益分配和各级载噪比变化 对于干扰存在的情况，在保证载噪比满足要求的前提下，基带需要给有用信 号提供一定的增益，同时要给邻道干扰以一定衰减，使得到达ADC的输入信号 功率不超过一定的值，同时提高有用信号功率在总功率中的比重。这涉及到不同 信号情况下，射频前端和模拟基带的增益分配、基带衰减指标确定、噪声性能指 标确定、非线性失真指标确定等问题。 为了降低分析的难度，考虑一种不失实际同时可以简化分析的情况。即N频 道存在有用信号Po,N+1邻道存在邻道干扰PAc,N+2以后存在交调干扰PUD

数字电视调谐器中的信道选择滤波器设计 8 2.2 模拟基带性能指标 在直接变频接收机的架构中，模拟基带需要实现邻道干扰抑制、抗混叠滤波、 减小 ADC 动态范围的功能。邻道的强干扰若得不到足够的抑制，会使到达 ADC 的信号功率增加。ADC 的动态范围增加需要消耗更多的功耗，平均每增加一个比 特位，需要增加 4 倍的功耗[14]。滤波器的噪声会增加整机的噪声，使得接收机 的灵敏度减小。大信号和强干扰分别对带内和带外线性度提出要求。而所有对信 噪比的恶化将反映在误码率的提高上。所以滤波器和模拟基带的指标可以通过对 整机信噪比的分析和无码率的指标得出合理的设计要求。 2.2.1 增益控制 前面对接收机输入信号的分析表明，有用信号可以从–98 dBm 到–18 dBm 变 化。动态范围可以达到 80 dB。为了覆盖信号的动态范围并考虑一定的控制裕量， 接收机自动增益控制的增益调节范围设置为 100 dB 以保证 ADC 输入信号维持在 一个固定的范围。 图 2-3 所示为表 2-2 中无干扰情况下接收机自动增益控制的示意图。图中标 识了每一级载噪比的变化。无干扰小信号情况下，射频前端开启高增益模式，降 低接收机的噪声系数，增加灵敏度。最后在模拟基带输出。ADC 在输入端得到载 噪比达到要求且功率合适的信号。无干扰大信号情况下，射频前端开启衰减模式 以提高接收机线性度。模拟基带将贡献较大的噪声，最后也输出载噪比达到要求 且功率合适的信号。 Analog Baseband C/N Required 20dB -10dB 30dB 10dB 40dB 10dB C/N Required ADC Demodulator 图 2-3 接收机的增益分配和各级载噪比变化 对于干扰存在的情况，在保证载噪比满足要求的前提下，基带需要给有用信 号提供一定的增益，同时要给邻道干扰以一定衰减，使得到达 ADC 的输入信号 功率不超过一定的值，同时提高有用信号功率在总功率中的比重。这涉及到不同 信号情况下，射频前端和模拟基带的增益分配、基带衰减指标确定、噪声性能指 标确定、非线性失真指标确定等问题。 为了降低分析的难度，考虑一种不失实际同时可以简化分析的情况。即 N 频 道存在有用信号 PD，N+1 邻道存在邻道干扰 PAC，N+2 以后存在交调干扰 PUD

第二章系统指标分析与设计 且交调干扰的功率大小一样，如图2-4所示。假设射频前端不能提供200MHz 以内的衰减，则可以认为有用信号，干扰信号都得到了近似相等的功率增益GE。 PA,是邻道存在模拟信号干扰的情况。此种情况下，PAc的功率全部集中在B+ofiset 频率处。基带滤波器提供GAB的功率增益，对邻道的衰减为GAC,假设N+2(仁3B) 后为阻带，则对交调干扰的衰减为GS。输入功率为信号功率，邻道功率和交调 干扰功率的和 AC Pn=Po+PAc+PUD=Po 1+10器+(m-1010器 (2-5) 输出功率可以表示为 P-JS.GHLGnd+SncGrtGc( 3B Gsdf+了S9tGs0' (2m+1)B (2-6) 38 其，Sx表示信号的功率谱密度。GAs()可以认为就是阻带衰减GAs。对于数字信 道干扰的GAC,取中间值代替，GAc=GAc(2B),而对于模拟邻道干扰的GAC,取 GAC=GAc(B+foffset)。那么 P-FGrG+P10T GrGe AC UD GAB GAB+(m-1)P1010 GrEG (2-7) 定义功率百分比为 1 Ro= AC (2-8) Ra1+1061 c+(m-101001 UD AC S 上式说明，在干扰强度一定的情况下，输出有用信号在总的输出信号中所占的功 率比重完全取决于滤波器的邻道抑制能力和阻带衰减大小。通过计算可以得到不 同输入信号特性下，经过不同衰减和增益后，输出信号功率以及有用信号在总的 输出功率中所占比重。 PSD AC GAC GAS PUD GAE W1W+1W+2 N+m-1 N+m foffset 图2-4模拟基带输入信号功率谱及信道选择

第二章 系统指标分析与设计 9 且交调干扰的功率大小一样，如图 2-4 所示。假设射频前端不能提供 200 MHz 以内的衰减，则可以认为有用信号，干扰信号都得到了近似相等的功率增益 GFE。 PAI 是邻道存在模拟信号干扰的情况。此种情况下，PAC的功率全部集中在 B+foffset 频率处。基带滤波器提供 GAB 的功率增益，对邻道的衰减为 GAC，假设 N+2 (f=3B) 后为阻带，则对交调干扰的衰减为 GAS。输入功率为信号功率，邻道功率和交调 干扰功率的和   10 10 in D AC UD D 1 10 1 10 AC UD P P P P P m              (2-5) 输出功率可以表示为     3 2 1 AB AB out D FE AB AC FE UD FE 0 3 AC AS B B m B B B G G P S G G df S G df S G df G f G f        (2-6) 其，Sx 表示信号的功率谱密度。GAS(f)可以认为就是阻带衰减 GAS。对于数字信 道干扰的 GAC，取中间值代替，GAC= GAC(2B)，而对于模拟邻道干扰的 GAC，取 GAC=GAC(B+foffset)。那么   10 10 AB AB out D FE AB D FE D FE AC AS 10 1 10 AC UD G G P P G G P G m P G G G     (2-7) 定义功率百分比为   D,out p out 10 10 AC AS 1 1 1 1 10 1 10 AC UD P R P m G G      (2-8) 上式说明，在干扰强度一定的情况下，输出有用信号在总的输出信号中所占的功 率比重完全取决于滤波器的邻道抑制能力和阻带衰减大小。通过计算可以得到不 同输入信号特性下，经过不同衰减和增益后，输出信号功率以及有用信号在总的 输出功率中所占比重。 N N+1 N+2 PD AC UD PSD PAI PAC N+m-1 N+m B foffset GAC GAS PUD GAB f 图 2-4 模拟基带输入信号功率谱及信道选择

数字电视调谐器中的信道选择滤波器设计 -20 100 -30 80 Output Power 9 -40 (wgp) 60 -50 40 -60 Residue Interference Power -70 20 -8 -70 -60 -50 -40 -30 -20 Stop Band Attenuation(dB) 图2-5 阻带衰减对功率百分比的影响 -20 100 -30 80 -40 (wgp) Output Power 60 50 40 -60 -70 Residue Adjacent 20 Channel Power -80 70 60 -50 40 -30 -20 Adjacent Channel Attenuation(dB) 图2-6 邻道抑制对功率百分比的影响 图2-5是两个阻带干扰信道情况下的输出功率百分比，输入功率对应的是表 2-2中的大信号强干扰情况。如果控制基带输入总功率不超过0dB,那么射频 前端增益和基带增益分别为0dB和20dB。后面会讨论增益设置和线性度指标之 10

数字电视调谐器中的信道选择滤波器设计 10 -70 -60 -50 -40 -30 -20 -80 -70 -60 -50 -40 -30 -20 Stop Band Attenuation (dB) Power (dBm) -70 -60 -50 -40 -30 -20 0 20 40 60 80 100 signal power ratio % Residue Interference Power Output Power 图 2-5 阻带衰减对功率百分比的影响 -70 -60 -50 -40 -30 -20 -80 -70 -60 -50 -40 -30 -20 Adjacent Channel Attenuation (dB) Power (dBm) -70 -60 -50 -40 -30 -20 0 20 40 60 80 100 signal power ratio % Residue Adjacent Channel Power Output Power 图 2-6 邻道抑制对功率百分比的影响 图 2-5 是两个阻带干扰信道情况下的输出功率百分比，输入功率对应的是表 2-2 中的大信号强干扰情况。如果控制基带输入总功率不超过 0 dBm，那么射频 前端增益和基带增益分别为 0 dB 和 20 dB。后面会讨论增益设置和线性度指标之

第二章系统指标分析与设计 间的折中。为了减小后级的交调量，尽可能的减小干扰功率，保证80%的功率百 分比，阻带衰减需要达到约60dB。则此时输出总功率约为-45dBm,其中80% 的功率是有用信号的功率。图2-6是存在N+1邻道干扰和32个N+m(m>1)交调 干扰的计算结果。输入功率与表2-2中的小信号强干扰的情况一致，N+m的交 调干扰功率按P。+UD计算。射频前端和基带的增益分别为10dB和20dB,为 了保证至少20%的功率百分比，邻道抑制需要达到35dB。最严重的情况是当1.25 MHz频偏处存在模拟信道干扰，要求GAc(5.25MHz)=35dB。 2.2.2噪声系数和线性度 P/dBm Input Referred OIP3 PUD 47dB SFDR In Band I/P3 Out Band //P3 Noise Floor+NF Pin/dBm Pin.min Pin.max Pi.max 图2-7 信噪失真比随输入功率的变化 后续解码模块对载噪比(C的要求需要前面的模块在输入信号功率变化范 围内，具有可容忍的噪声和失真贡献。失真可以认为另外一种“噪声”，为了估 计失真对信号质量的恶化，用信噪失真比(Signal to Noise and Distortion,SNDR) 来代替载噪比。图2-7示意了信号的信噪失真比随输入功率的变化15]。信噪比 随着输入信号的增大而增大，相反的，信号失真比(Signal to Distortion,SDR)随 输入信号增大而减小。信噪失真比则受两者的限制。当Pn=Pn.min时，SNDR=SWR; 当Pin=Pin.max时，SNDR=SDR。所以基带电路设计的设计指标需要考虑前级增益 11

第二章 系统指标分析与设计 11 间的折中。为了减小后级的交调量，尽可能的减小干扰功率，保证 80%的功率百 分比，阻带衰减需要达到约 60 dB。则此时输出总功率约为–45 dBm，其中 80% 的功率是有用信号的功率。图 2-6 是存在 N+1 邻道干扰和 32 个 N+m(m>1)交调 干扰的计算结果。输入功率与表 2-2 中的小信号强干扰的情况一致，N+m 的交 调干扰功率按 PD+UD 计算。射频前端和基带的增益分别为 10 dB 和 20 dB，为 了保证至少20%的功率百分比，邻道抑制需要达到35 dB。最严重的情况是当1.25 MHz 频偏处存在模拟信道干扰，要求 GAC(5.25 MHz)=35 dB。 2.2.2 噪声系数和线性度 P/dBm Pin/dBm In Band IIP3 SFDR Noise Floor+NF SDRmin PUD 47dB Out Band IIP3 Pin,min Pin,max Pi,max Input referred Power Input Referred OIP3 SNRmin 图 2-7 信噪失真比随输入功率的变化 后续解码模块对载噪比(C/N)的要求需要前面的模块在输入信号功率变化范 围内，具有可容忍的噪声和失真贡献。失真可以认为另外一种“噪声”，为了估 计失真对信号质量的恶化，用信噪失真比(Signal to Noise and Distortion，SNDR) 来代替载噪比。图 2-7 示意了信号的信噪失真比随输入功率的变化[15]。信噪比 随着输入信号的增大而增大，相反的，信号失真比(Signal to Distortion，SDR)随 输入信号增大而减小。信噪失真比则受两者的限制。当Pin=Pin,min时，SNDR=SNR； 当 Pin=Pin,max时，SNDR=SDR。所以基带电路设计的设计指标需要考虑前级增益

数字电视调谐器中的信道选择滤波器设计 调节范围、噪声以及失真贡献。当失真量等于噪声贡献时，也称为无杂散动态范 围(Spurious Free Dynamic Range,SFDR。信噪失真比可以表示为 SNDR= 1 1 N+D11=11 (2-9) S+ SNR SDR 根据三阶交调点的定义和图2-7可以得到带内带外三阶交调点的指标要求， 分别为 P P3-P+nma。e= Pamax -(Pn.max -SDRmin) 2 (2-10) SNRmin 2 和 IP3 oubd=尸max+ F(P-SOR) 2 2 Pi-Pn+SNPm=P (2-11) UD+SNRmin 2 2 将系统噪声等效到输入端，则根据输入信号功率和总的噪声系数可以确定输 入信号的信噪比。在每一级的输出，信号在被放大过程中，也引入额外的失真， 信噪失真比逐渐减小。最后在基带输出端的信噪失真比的最小值必须满足协议载 噪比的要求[16[17]。在小信号强干扰的情况下来讨论噪声系数的要求，根据噪声 级联公式有系统噪声系数为 NFot NFEE NFAB -1=NFFE+ NFAB -1 (2-12) (aAE)2 G 其中a,AFE为射频前端分压比和电压增益，GT为全电压增益的平方，NFAB和 NFFE都是相对于源阻抗Rs的噪声系数。另外，根据图2-8的定义有 ANF=NFigGr NFAB (2-13) 则射频前端和模拟基带的噪声系数可以分别表示为 -10+10号 (2-14) NFAB=NFt+G-△NF (2-15) 在系统噪声系数指标为4dB的前提下计算基带噪声系数对前端噪声系数指 标的影响，结果如图2-9所示。根据前面的讨论，增益AFE取30dB。当基带噪 声系数小于23dB时，将使射频前端的指标要求为小于2.4dB。 同样，系统级联P3可以近似表示为 12

数字电视调谐器中的信道选择滤波器设计 12 调节范围、噪声以及失真贡献。当失真量等于噪声贡献时，也称为无杂散动态范 围(Spurious Free Dynamic Range, SFDR)。信噪失真比可以表示为 1 1 1 1 1 1 S SNDR N D S S SNR SDR N D       (2-9) 根据三阶交调点的定义和图 2-7 可以得到带内带外三阶交调点的指标要求， 分别为 in,max in,max min   in,max IM3 inband in,max in,max min in,max 3 2 2 2 P P P P SDR IIP P P SNR P          (2-10) 和 i,max in,want   i,max IM3 outband i,max i,max i,max in,want min min i,max i,max 3 2 2 2 2 P P P P SDR IIP P P P P SNR UD SNR P P               (2-11) 将系统噪声等效到输入端，则根据输入信号功率和总的噪声系数可以确定输 入信号的信噪比。在每一级的输出，信号在被放大过程中，也引入额外的失真， 信噪失真比逐渐减小。最后在基带输出端的信噪失真比的最小值必须满足协议载 噪比的要求[16][17]。在小信号强干扰的情况下来讨论噪声系数的要求，根据噪声 级联公式有系统噪声系数为   AB AB tot FE FE 2 FE T NF NF 1 1 NF NF NF A G       α (2-12) 其中 α，AFE 为射频前端分压比和电压增益，GT 为全电压增益的平方，NFAB 和 NFFE 都是相对于源阻抗 RS 的噪声系数。另外，根据图 2-8 的定义有 tot T AB NF G NF NF   (2-13) 则射频前端和模拟基带的噪声系数可以分别表示为 tot T 10 10 10 FE 10log 10 1 10 10 NF NF G NF                     (2-14) NF NF G NF AB tot T     (2-15) 在系统噪声系数指标为 4 dB 的前提下计算基带噪声系数对前端噪声系数指 标的影响，结果如图 2-9 所示。根据前面的讨论，增益 AFE 取 30 dB。当基带噪 声系数小于 23 dB 时，将使射频前端的指标要求为小于 2.4 dB。 同样，系统级联 IIP3 可以近似表示为