再由公，公=1=可以得到： Bpl pma=BI nmax (9) 2.电流控制电路 MESMB6 MAI2 MP 4 1.45nmax MP2 MNI MAS MA7 MA4 MA3 MAS MA5 图2.3电流控制电路 图2.3所示是一个电流控制电路（为清楚起见，图中也画出了输入对），它 通过对MP1和MP2PMOS管对电流的监测，来控制通过MN1和MN2NMOS管 对的电流，从而达到常跨导的要求。 前面所述的最大电流计算电路只是计算出了对应于一定的Ipmx下Inmx的 值。为了真正实现当Vcm接近VSS时，PMOS管对最大电流为Ipmr:当Vcm 接近VDD时，NMOS管对最大电流为Inmx,需要采用一个电流控制电路。在图 2.3中MB8和MP组成的电流镜控制了流过MP管的最大电流。当MB8和MP 管都处于饱和区时，MP管的电流I,等于通过MB8管的电流Ipmx;随着Vcm升 高，MP管逐渐进入线性区，I,从Ipm值逐渐减少。MAS,MA6和MN管的宽 长比一样，所以流过MN管的电流应该和流过MA5管的电流相同，也就是和流 过MA4管的电流相同，不会超过Inmax。 MA12,MA1和MA2管是MP,MP1和MP2管的一个复本，这样保证了 流过MA3管的电流完全等于I。。图3实线部分是I,和In转换的控制电路，它保 证了当，降为子m时，1，增加到子=
再由 1 max 1 4 B p I = I ， 3 max 1 4 B n I = I ， B p 2 max I = I ， B n 4 max I = I 可以得到： p p nn max max β I = β I （9） 2．电流控制电路 图2.3 电流控制电路 图 2.3 所示是一个电流控制电路（为清楚起见，图中也画出了输入对），它 通过对 MP1 和 MP2PMOS 管对电流的监测，来控制通过 MN1 和 MN2 NMOS 管 对的电流，从而达到常跨导的要求。 前面所述的最大电流计算电路只是计算出了对应于一定的 pmax I 下 nmax I 的 值。为了真正实现当 Vcm 接近 VSS 时，PMOS 管对最大电流为 pmax I ；当 Vcm 接近 VDD 时，NMOS 管对最大电流为 nmax I ，需要采用一个电流控制电路。在图 2.3 中 MB8 和 MP 组成的电流镜控制了流过 MP 管的最大电流。当 MB8 和 MP 管都处于饱和区时，MP 管的电流 p I 等于通过 MB8 管的电流 pmax I ；随着 Vcm 升 高，MP 管逐渐进入线性区， p I 从 pmax I 值逐渐减少。MA5，MA6 和 MN 管的宽 长比一样，所以流过 MN 管的电流应该和流过 MA5 管的电流相同，也就是和流 过 MA4 管的电流相同，不会超过 nmax I 。 MA12，MA1 和 MA2 管是 MP，MP1 和 MP2 管的一个复本，这样保证了 流过 MA3 管的电流完全等于 p I 。图 3 实线部分是 p I 和 n I 转换的控制电路，它保 证了当 p I 降为 max 1 4 p I 时， n I 增加到 max 1 4 n I
Ma9和MA10是一个1：1电流镜，所以流过MA7和MA8的漏级电流相同，且 MA7和MA8宽长比相同，因此|'s,H'ssI,这样MA7,MA8,MA9和MA10构成 了一个电压控制电路，确保节点6和节点7的电压恒相等。MA11和MA4管的宽长 比与输入管MP1和MP2一样，MA3和MB1管的宽长比与输入管MN1和MN2一 样。从图3中，可以得到下式： Vs=VGSAI I+VGSB =VGS44I+VGS43=V] (10) 2I (11) N。 B. 与最大电流计算电路相类似，NMOS管MA3与MB1的源级都连接到VSS, 所以阈值电压's和V,可以认为是近似相同的：同样PMOS管MAI1与MA4 的源级分别连接到等电压节点6和7，所以阈值电压'4，和'44也可以认为是近 似相同的。所以（11)式可以进一步改写为： 2 A11 (12) B 由于电流镜作用I44=L,I=I。:从图3中可以看出流过MB1和MA11管 的电流为常数（即不随着共模输入电压改变而改变），不妨设I1=14,I1=1。 (12)式两边乘以VB,PR,可以得到： NBL+√B,=√BI+Vp,1 (13) 发现等式右边就是输入级的总跨导8…我们只婴取定L,-,, 1,=,并且由(9)式可得： 8=+=所+以=B.x+ √E,Ipma=√B,lnm (14) 上面的式子说明，共模输入电压Vcm在接近负电源VSS,接近正电源VDD
Ma9和MA10是一个1：1电流镜，所以流过MA7和MA8的漏级电流相同，且 MA7和MA8宽长比相同，因此 7 8 | || | V V GS GS = ,这样MA7，MA8，MA9和MA10构成 了一个电压控制电路，确保节点6和节点7的电压恒相等。MA11和MA4管的宽长 比与输入管MP1和MP2一样,MA3 和MB1 管的宽长比与输入管MN1 和MN2 一 样。从图3中, 可以得到下式: 6 11 1 4 3 7 | | || VV V V V V = += += GSA GSB GSA GSA （10） 11 1 4 3 11 1 4 3 222 2 ABA A TA TB TA TA pn pn I II I V VVV β βββ + ++ = + ++ （11） 与最大电流计算电路相类似，NMOS 管 MA3 与 MB1 的源级都连接到 VSS， 所以阈值电压VTA3 和VTB1可以认为是近似相同的；同样 PMOS 管 MA11 与 MA4 的源级分别连接到等电压节点 6 和 7，所以阈值电压VTA11和VTA4也可以认为是近 似相同的。所以（11）式可以进一步改写为： 11 1 4 3 2 22 2 A BA A pn pn I II I β βββ +=+ （12） 由于电流镜作用 A n 4 I = I , A p 3 I = I ；从图 3 中可以看出流过 MB1 和 MA11 管 的电流为常数（即不随着共模输入电压改变而改变），不妨设 A d 11 I = I , B c 1 I = I 。 （12）式两边乘以 1 2 βn p β 可以得到： nd pc β β I + I ＝ nn p p β β I + I （13） 发现等式右边就是输入级的总跨导 mT g 。我们只要取定 max 1 4 c p I = I ， max 1 4 d n I = I ，并且由（9）式可得： mT g ＝ nn p p β β I + I ＝ nd pc β β I + I ＝ max 1 4 n n β × I ＋ max 1 4 p p β × I ＝ p pmax β I ＝ n nmax β I （14） 上面的式子说明，共模输入电压 Vcm 在接近负电源 VSS，接近正电源 VDD
以及处于两者之间时，输入级的总跨导g是相等的。因此这一输入级电路在 阝n≠B。的条件下实现了常跨导输入级。 §2.2.rail-to-rail的AB类输出级 运算放大器输入级的电压增益为输入级总跨导与其负载电阻的乘积，即： GT =gmT x RL (15) 在跨导和是一个恒定的常数时，要使电压增益恒定，就必须保证放大器的负 载是一个常数。一般输入级的负载是由MOS管构成的有源负载，如图2.4所示。负 载MOS管的偏置电流随输入级的偏置电流变化。负载管偏置于饱和区时，其源漏 端小信号等效输出电阻为： m-0 (16) 其阻值与偏置电流成反比。对于普通的二级放大电路，其静态工作电流大 致不变化，因此使用这样的结构是没有问题的。但是对于上面所述的常跨导输入 级，其静态工作电流会随共模输入电压的变化而变化，并不是一定值。当Vc接 近VSS时，PMOS管输入对静态电流Ipmx,它的NMOS管负载对上的静态电流也 应该是Inma,而此时NMOS管输入对以及其PMOS管负载对上的电流应该接近O: 当Vcm接近Vdd时，NMOS管输入对及其PMOS管负载对的静态电流接近Inmx, 而此时PMOS管输入对以及其NMOS管负载对上的电流应该接近0。这样就严重 影响了(16)式表述的电压增益在整个共模输入电压范围内的恒定
以及处于两者之间时，输入级的总跨导 mT g 是相等的。因此这一输入级电路在 β n ≠ β p 的条件下实现了常跨导输入级。 §2.2.rail-to-rail的AB类输出级 运算放大器输入级的电压增益为输入级总跨导与其负载电阻的乘积，即： Gg R T mT L = × （15） 在跨导和是一个恒定的常数时, 要使电压增益恒定, 就必须保证放大器的负 载是一个常数。一般输入级的负载是由MOS管构成的有源负载，如图2.4所示。负 载MOS管的偏置电流随输入级的偏置电流变化。负载管偏置于饱和区时, 其源漏 端小信号等效输出电阻为： 1 on r λI = （16） 其阻值与偏置电流成反比。对于普通的二级放大电路，其静态工作电流大 致不变化，因此使用这样的结构是没有问题的。但是对于上面所述的常跨导输入 级，其静态工作电流会随共模输入电压的变化而变化，并不是一定值。当Vcm接 近VSS时，PMOS管输入对静态电流 pmax I ，它的NMOS管负载对上的静态电流也 应该是 pmax I ，而此时NMOS管输入对以及其PMOS管负载对上的电流应该接近0； 当Vcm接近Vdd时，NMOS管输入对及其PMOS管负载对的静态电流接近 nmax I ， 而此时PMOS管输入对以及其NMOS管负载对上的电流应该接近0。这样就严重 影响了（16） 式表述的电压增益在整个共模输入电压范围内的恒定