第二章电感电容压控振荡器 Va Mpl Mp2 0903 长” AA Mnl Mn Mn (a)NMOS管压控振荡器 (b)互补型压控振荡器 图2.10负跨导压控振荡器 1 17 8 1 2 Va@Vcm-1.65V (a)Accumulation NMOS Varactor (b)Frequency-Voltage Curve 图2.11累积型MOS管可变电容与振荡器F-V压控曲线 频率范围只能够做到5-8。详细的分析请参考第三章片上螺旋电感的设计、分析和优化。 片上可变电容的实现最主要有三种：PN结电容，MOS管电容和等效开关电容。PN结 电容作为可变电容的缺点在谐振电压大的时候，PN结有可能进入正偏状态，增加了漏电流， 导致品质因数下降。MOS管电容是目前最为常用的可变电容，根据MOS管工作在不同的区 域（强反型区、耗尽区和累积区），和其MOS管的源极(S),漏极(D)以及衬底(B)的不同连接 方法，可以分为普通MOS管电容，反型MOS管电容和累积型MOS管电容。等效开关电容 是采用MM电容（金属一绝缘体一金属电容）和开关MOS管来等效阶跃可变电容。该结构的 可变电容的优点是不受工艺库的制约，可以由设计人员自行确定可变电容的大小及电容可调 范围。在锁相环电路中应用的最大好处是，该结构可变电容的压控振荡器的压控增益Kν的 线性度非常好。详细的分析请参考第四章中可变电容特性的分析。 图2.10(a)振荡器电路在DC情况下，节点X和Y的电压为Vd,当振荡器起振后，节点 X和Y上的电压波形将是以电源电压V为直流分量的近似正弦波，其振荡频率为， (2.15) 2πVL(Ca+C,） 电感电容压控振荡器
第二章 电感电容压控振荡器 14 电感电容压控振荡器 频率范围只能够做到 5-8。详细的分析请参考第三章片上螺旋电感的设计、分析和优化。 片上可变电容的实现最主要有三种：PN 结电容，MOS 管电容和等效开关电容。PN 结 电容作为可变电容的缺点在谐振电压大的时候，PN 结有可能进入正偏状态，增加了漏电流， 导致品质因数下降。MOS 管电容是目前最为常用的可变电容，根据 MOS 管工作在不同的区 域(强反型区、耗尽区和累积区)，和其 MOS 管的源极(S)，漏极(D)以及衬底(B)的不同连接 方法，可以分为普通 MOS 管电容，反型 MOS 管电容和累积型 MOS 管电容。等效开关电容 是采用 MIM 电容(金属－绝缘体－金属电容)和开关 MOS 管来等效阶跃可变电容。该结构的 可变电容的优点是不受工艺库的制约，可以由设计人员自行确定可变电容的大小及电容可调 范围。在锁相环电路中应用的最大好处是，该结构可变电容的压控振荡器的压控增益 KV的 线性度非常好。详细的分析请参考第四章中可变电容特性的分析。 图 2.10(a)振荡器电路在 DC 情况下，节点 X 和 Y 的电压为 Vdd，当振荡器起振后，节点 X 和 Y 上的电压波形将是以电源电压 Vdd 为直流分量的近似正弦波，其振荡频率为， ( ) 1 2 res fix V f π LC C = + (2.15) DC Capacitance Css (a) Accumulation NMOS Varactor Vgb@Vctrl=1.65V 2.0p 1.8p 1.6p 1.4p 1.2p 1.0p 0.8p 0 123 (b) Frequency-Voltage Curve Cmax Cmin min f max f 图 2.11 累积型 MOS 管可变电容与振荡器 F-V 压控曲线 2L CV Vc Mn1 Mn2 Mp1 Mp2 Mn3 CV L L Cv CV Vc Mn1 Mn2 Itail Vdd Vdd Mn3 Itail Y Vdd Vdd X Y Vdd Vdd Vss Vss X Cfix Cfix Cfix Cfix (a) NMOS 管压控振荡器 (b) 互补型压控振荡器 图 2.10 负跨导压控振荡器
第二章电感电容压控振荡器 其中L为电感，C为固定电容，Cv为可变电容。Cv的变化范围从Cmim到Cmax,累积型 MOS管的典型曲线如图2.11(a)。压控振荡器的频率一电压(F-V)压控曲线如图2.11(b)所示， 其中最大频率和最小频率分别是， 1 1 fres.min (2.16) 2πVL(Ca+Cm) 2π√L(Ca+Cas） 图2.10(b)是互补型负跨导压控振荡器，采用交叉耦合的NMOS和PMOS两种管子来产 生负阻补偿电路。对于同样的偏置电流和相同MOS管尺寸，互补型结构产生的负阻是单管 型的两倍。因此互补型振荡器在振荡幅度和功耗方面都比单管型有优势。 2.2.3宽带电感电容压控振荡器 目前商用的GSM/CDMA/WLAN等无线接收机的频率调谐范围比较小，20%左右（一般 在50-200MHz范围)。采用固定电容与可变电容并联的方法己经能够覆盖信号通道带宽和补 偿工艺和温度的漂移。但是对于像数字电视调谐器(TV Tuner)等宽频带接收机系统要求调谐 范围达到50%(1GHz-2GHz),该方法己经不能够实现。主要原因是MOS管可变电容无法实 现50%一100%的电容调节范围。而且完全由一对可变电容实现大可调范围，其压控增益Kv 太大，将导致相位噪声性能变差。因此宽带振荡器必须采用开关选择分段的方法，将一个宽 带调谐范围划分成几个窄带调谐范围，并且保证相邻压控曲线有一定的重叠区域。 在标准CMOS工艺上实现宽带振荡器主要有三种方法：开关调谐电容结构，开关调谐电 感结构和多个窄带压控振荡器组合结构。 在图2.10的窄带振荡器中，固定电容C都是采用高品质因数的MM电容来实现。通 常情况下，片上电感的品质因数Q都远远小于MM电容和可变电容的品质因数Qc,因此 振荡器的品质因数Qat主要受到片上电感的品质因数Q1的限制。这样我们可以采用开关电 容来分段调节固定电容Cx,由于MOS开关管的串联电阻的存在，它将降低整个电容的品 质因数，然而并不影响振荡器的整体品质因数Qank。 图2.12为采用二进制权重的MM电容实现的宽带压控振荡器[7,8,9]。C为高品质因数 的MM电容，C为开关MOS管的漏极寄生电容，WL为开关MOS管的宽长比。振荡器 中的开关电容对振荡频率进行粗调，将整个振荡频率分成2”个区域，可变电容在每一根压 控曲线中进行连续的细调。当开关全部为“ON”状态，且可变电容为最大电容C,mx的时 候，振荡频率为最小值om, @nn (2.17) VL(C.s+(2”-l)C) 当开关全部为“OF”状态，且可变电容为最小电容Cmm的时候，振荡频率为最大值ox, (2.18) c+g-） 为了确保相邻压控曲线有一定的重叠区域，可变电容的最大电容Cv,mx和最小电容Cv,mm 必须满足， Cr.max -Crmin d (2.19) C+C 当所有开关都为“ON”状态时，整个开关电容阵列的品质因数有最小值Qc,mim[9], 电感电容压控振荡器 15
第二章 电感电容压控振荡器 电感电容压控振荡器 15 其中 L 为电感，Cfix 为固定电容，CV 为可变电容。CV 的变化范围从 Cmin 到 Cmax，累积型 MOS 管的典型曲线如图 2.11(a)。压控振荡器的频率－电压(F-V)压控曲线如图 2.11(b)所示， 其中最大频率和最小频率分别是， ( ) ,max min 1 2 res fix f π LC C = + ， ( ) ,min max 1 2 res fix f π LC C = + (2.16) 图 2.10(b)是互补型负跨导压控振荡器，采用交叉耦合的 NMOS 和 PMOS 两种管子来产 生负阻补偿电路。对于同样的偏置电流和相同 MOS 管尺寸，互补型结构产生的负阻是单管 型的两倍。因此互补型振荡器在振荡幅度和功耗方面都比单管型有优势。 2.2.3 宽带电感电容压控振荡器 目前商用的 GSM/CDMA/WLAN 等无线接收机的频率调谐范围比较小，20%左右(一般 在 50-200MHz 范围)。采用固定电容与可变电容并联的方法已经能够覆盖信号通道带宽和补 偿工艺和温度的漂移。但是对于像数字电视调谐器(TV Tuner)等宽频带接收机系统要求调谐 范围达到 50%(1GHz-2GHz)，该方法已经不能够实现。主要原因是 MOS 管可变电容无法实 现 50%－100%的电容调节范围。而且完全由一对可变电容实现大可调范围，其压控增益 KV 太大，将导致相位噪声性能变差。因此宽带振荡器必须采用开关选择分段的方法，将一个宽 带调谐范围划分成几个窄带调谐范围，并且保证相邻压控曲线有一定的重叠区域。 在标准 CMOS 工艺上实现宽带振荡器主要有三种方法：开关调谐电容结构，开关调谐电 感结构和多个窄带压控振荡器组合结构。 在图 2.10 的窄带振荡器中，固定电容 Cfix 都是采用高品质因数的 MIM 电容来实现。通 常情况下，片上电感的品质因数 QL 都远远小于 MIM 电容和可变电容的品质因数 QC，因此 振荡器的品质因数 Qtank主要受到片上电感的品质因数 QL的限制。这样我们可以采用开关电 容来分段调节固定电容 Cfix，由于 MOS 开关管的串联电阻的存在，它将降低整个电容的品 质因数，然而并不影响振荡器的整体品质因数 Qtank。 图 2.12 为采用二进制权重的 MIM 电容实现的宽带压控振荡器[7,8,9]。C 为高品质因数 的 MIM 电容，Cd 为开关 MOS 管的漏极寄生电容，W/L 为开关 MOS 管的宽长比。振荡器 中的开关电容对振荡频率进行粗调，将整个振荡频率分成 2n 个区域，可变电容在每一根压 控曲线中进行连续的细调。当开关全部为“ON”状态，且可变电容为最大电容 Cv, max 的时 候，振荡频率为最小值ω min ， ( ) ( ) min ,max 1 2 1 n LC C v ω = + − (2.17) 当开关全部为“OFF”状态，且可变电容为最小电容 Cv, min 的时候，振荡频率为最大值ω max ， ( ) max ,min 1 2 1 n d v d CC L C C C ω = ⎛ ⎞ ⎛ ⎞ ⎜ ⎟ + − ⎜ ⎟ ⎝ ⎠ + ⎝ ⎠ (2.18) 为了确保相邻压控曲线有一定的重叠区域，可变电容的最大电容 Cv, max 和最小电容 Cv, min 必须满足, ,max ,min d v v d CC CCC C C ⎛ ⎞ − >− ⎜ ⎟ ⎝ ⎠ + (2.19) 当所有开关都为“ON”状态时，整个开关电容阵列的品质因数有最小值 Qc,min[9]
第二章电感电容压控振荡器 ve 0909 C 府作的 6oo1L°7 60 Mn2 图2.12开关电容宽带压控振荡器 9 Mn3 Mn4 Mn2 Mnl Mn2 Mn3 Mn3 (a) 二进制权重MOS管可变电容结构 (b)开关电感宽带压控振荡器结构 图2.13两种宽带压控振荡器 1 +1 (2.20) @oRC 其中Rm为NMOS开关管的线性电阻， R.-w4.ca心。-可 (2.21) 6 电感电容压控振荡器
第二章 电感电容压控振荡器 16 电感电容压控振荡器 ( ) ,min 0 ( ) 2 0 1 1 21 2 1 on n c n on R Q C R C ω ω ⎛ ⎞ ⎜ ⎟ +⋅ ⋅ − − ⎝ ⎠ 0 1 ω R Con ≈ (2.20) 其中 Ron 为 NMOS 开关管的线性电阻， ( ) 1 on n ox gs t L R W µ CV V = − (2.21) L L Cv Vc Mn2 Itail Vdd Mn3 X Y Mn1 8C 4C 2C C B3 B2 B1 B0 8W/L 4W/L 2W/L W/L 8Cd 4Cd 2Cd Cd C 2C 4C 8C B0 B1 B2 B3 W/L 2W/L 4W/L 8W/L 8Cd 4Cd Cd 2Cd Cv 图 2.12 开关电容宽带压控振荡器 L L 1 1 Cv VC Mn1 Mn2 Itail Vdd Mn3 X Y VL L2 L2 Cv L L Cv Vc Mn2 Itail Vdd Mn3 Y X Mn1 B0 B1 B2 Cv C C 2C 2C 4C 4C Mn3 Mn4 (a) 二进制权重 MOS 管可变电容结构 (b) 开关电感宽带压控振荡器结构 图 2.13 两种宽带压控振荡器
第二章电感电容压控振荡器 VCO Selec 9.5nH 12nH 15nH 入 9009 Mn n 图2.14多个窄带压控振荡器的组合 根据式子(2.17-(2.21)，可以知道调谐范围受到寄生电容的C限制，而并联电容的品质 因数受到开关导通电阻的制约。如果增大开关MOS管的WL,将提高电容的品质因数，但 同时也增加了寄生电容Cd,从而降低了调谐范围。因此MM电容C和开关MOS管的WL 之间存在一个权衡关系。通常情况下，在保证不影响振荡器的品质因数（主要受到电感品质 因数的限制的条件下，尽量增大开关MOS管的尺寸。 另外一种采用开关调谐电容实现宽带压控振荡器的电路如图2.13()所示[10]。因为 MOS管可变电容本身就具有开关电容的特性，我们可以直接采用二进制权重的MOS管可变 电容来代替开关电容。当MOS可变电容为最大电容值Cv.max时，就相当于开关电容处在“ON” 状态，而当可变电容为最小电容值Cvamin时，就相当于开关电容处在“OFF”状态。这样可 以避免设计开关MOS管，且提高了电容的品质因数。但是采用二进制权重的MOS管可变 电容的振荡器的缺点是受到工艺库的制约，因为MOS管可变电容的容值只有几种固定值 [20][21] 同样的道理，我们也可以通过调节并联电感的感值来实现宽带振荡器[11][12]。图2.13(b) 就是采用开关电感实现粗调，可变电容完成细调的宽带电感电容压控振荡器。M4和Mn5 管的栅极接固定电压V,其源极随着电感L2的变化而改变。当电压V足够高时，开关管 Mn4和Mn5将始终导通，这样振荡器的电感值是电感L2和L1的并联，振荡器在最大频率 上振荡：当电压V1足够低到开关管Mn4和Mn5将始终截止的时候，振荡器的电感值是电 感L1,振荡器在最小频率上振荡：当电压VL介于两者之间时，振荡器的电感值是电感L1 和电感L2的时间平均值。振荡器中的可变电容C,可以用做小范围的连续微调，其电容的有 效值也是电容最大值Cv,max和Cv,min的时间平均值。 第三种实现宽带压控振荡器的电路如图2.14所示。它是由多个窄带振荡器构成，每一个 窄带振荡器覆盖一段频段，并且保持相邻频段之间有交叠[刀]。每个振荡器是一个完全独立 的电路，振荡信号通过共漏的MOS管输出到同一个节点。这种电路的优点是实现比较简单， 噪声性能较好，但缺点是面积太大，功耗也太高，单片集成电路中很少采用。 电感电容压控振荡器 17
第二章 电感电容压控振荡器 电感电容压控振荡器 17 根据式子(2.17)-(2.21)，可以知道调谐范围受到寄生电容的 Cd 限制，而并联电容的品质 因数受到开关导通电阻的制约。如果增大开关 MOS 管的 W/L，将提高电容的品质因数，但 同时也增加了寄生电容 Cd，从而降低了调谐范围。因此 MIM 电容 C 和开关 MOS 管的 W/L 之间存在一个权衡关系。通常情况下，在保证不影响振荡器的品质因数(主要受到电感品质 因数的限制)的条件下，尽量增大开关 MOS 管的尺寸。 另外一种采用开关调谐电容实现宽带压控振荡器的电路如图 2.13(a)所示 [10]。因为 MOS 管可变电容本身就具有开关电容的特性，我们可以直接采用二进制权重的 MOS 管可变 电容来代替开关电容。当 MOS 可变电容为最大电容值 Cv,max时，就相当于开关电容处在“ON” 状态，而当可变电容为最小电容值 Cv,min 时，就相当于开关电容处在“OFF”状态。这样可 以避免设计开关 MOS 管，且提高了电容的品质因数。但是采用二进制权重的 MOS 管可变 电容的振荡器的缺点是受到工艺库的制约，因为 MOS 管可变电容的容值只有几种固定值 [20] [21]。 同样的道理，我们也可以通过调节并联电感的感值来实现宽带振荡器 [11] [12]。图 2.13(b) 就是采用开关电感实现粗调，可变电容完成细调的宽带电感电容压控振荡器。Mn4 和 Mn5 管的栅极接固定电压 VL，其源极随着电感 L2 的变化而改变。当电压 VL足够高时，开关管 Mn4 和 Mn5 将始终导通，这样振荡器的电感值是电感 L2 和 L1 的并联，振荡器在最大频率 上振荡；当电压 VL足够低到开关管 Mn4 和 Mn5 将始终截止的时候，振荡器的电感值是电 感 L1，振荡器在最小频率上振荡；当电压 VL 介于两者之间时，振荡器的电感值是电感 L1 和电感 L2 的时间平均值。振荡器中的可变电容 Cv可以用做小范围的连续微调，其电容的有 效值也是电容最大值 Cv,max 和 Cv,min 的时间平均值。 第三种实现宽带压控振荡器的电路如图 2.14 所示。它是由多个窄带振荡器构成，每一个 窄带振荡器覆盖一段频段，并且保持相邻频段之间有交叠[7]。每个振荡器是一个完全独立 的电路，振荡信号通过共漏的 MOS 管输出到同一个节点。这种电路的优点是实现比较简单， 噪声性能较好，但缺点是面积太大，功耗也太高，单片集成电路中很少采用。 L L Cv CV Vc Mn2 Itail Mn3 X Y Mn1 L L Cv CV Vc Mn2 Itail Mn3 X Y Mn1 L L Cv CV Vc Mn2 Itail Mn3 X Y Mn1 VCO Select 15nH 12nH 9.5nH 图 2.14 多个窄带压控振荡器的组合
第二章电感电容压控振荡器 Mp L X3 4X2 1 Mnl Mn2 Me2 Me3Mn3 Mn4 图2.14互相耦合正交压控振荡器 L L 0000 一Q000 X3 Mn2 Mn3 S1 S2 LI 图2.15共模点二次谐波耦合正交压控振荡器 2.2.4正交输出电感电容压控振荡器 低中频(LowF)抑制镜像结构和零中频(ZroF)结构的全集成接收机要求本机振荡器是 正交信号。振荡器产生正交输出的方法主要有三种：两分频法，RC-CR相移网络法和正交 耦合振荡器法13,14]。 1)两分频法就是采用前面所述的振荡器结构设计一个两倍频的全差分振荡器，然后通过 两分频电路产生四路相互正交的信号。该方法缺点是相位误差大，功耗大，很难保证 输出信号的50%的占空比，一般情况下很少采用。 2)RC-C℉相移网络法：全差分振荡器的振荡波形通过RC-CR相移网络完成90°相移，产 生互相正交的四路信号。该方法无法保证Q两路的振荡信号的相位精度，且功耗消 耗太大。 3)正交耦合振荡器：通过两个振荡频率相同的振荡器之间的互相耦合，迫使两个振荡器 的相位保持90°的相移，这样就能够得到四路相互正交的振荡信号。该方法是目前 CMOS工艺上全集成实现正交输出振荡器的最可行的办法。 图2.14是由两个完全相同的压控振荡器构成的互相耦合的正交压控振荡器[15][16]。 Mnl和Mn2管产生左边振荡器所需的负阻，Mcl和Mc2管是用来将右边的振荡信号耦合到 左边振荡器。同样，Mn3和Mn4管产生右边振荡器所需的负阻，Mc3和Mc4管是用来将左 边的振荡信号耦合到右边振荡器。该结构的正交压控振荡器存在正交相位精度和相位噪声之 电感电容压控振荡器
第二章 电感电容压控振荡器 18 电感电容压控振荡器 2.2.4 正交输出电感电容压控振荡器 低中频(Low IF)抑制镜像结构和零中频(Zero IF)结构的全集成接收机要求本机振荡器是 正交信号。振荡器产生正交输出的方法主要有三种：两分频法，RC-CR 相移网络法和正交 耦合振荡器法[13,14]。 1) 两分频法就是采用前面所述的振荡器结构设计一个两倍频的全差分振荡器，然后通过 两分频电路产生四路相互正交的信号。该方法缺点是相位误差大，功耗大，很难保证 输出信号的 50%的占空比，一般情况下很少采用。 2) RC-CR 相移网络法：全差分振荡器的振荡波形通过 RC-CR 相移网络完成 90º相移，产 生互相正交的四路信号。该方法无法保证 I/Q 两路的振荡信号的相位精度，且功耗消 耗太大。 3) 正交耦合振荡器：通过两个振荡频率相同的振荡器之间的互相耦合，迫使两个振荡器 的相位保持 90º的相移，这样就能够得到四路相互正交的振荡信号。该方法是目前 CMOS 工艺上全集成实现正交输出振荡器的最可行的办法。 图 2.14 是由两个完全相同的压控振荡器构成的互相耦合的正交压控振荡器[15] [16]。 Mn1 和 Mn2 管产生左边振荡器所需的负阻，Mc1 和 Mc2 管是用来将右边的振荡信号耦合到 左边振荡器。同样，Mn3 和 Mn4 管产生右边振荡器所需的负阻，Mc3 和 Mc4 管是用来将左 边的振荡信号耦合到右边振荡器。该结构的正交压控振荡器存在正交相位精度和相位噪声之 Vdd Itail Mp L L Cv Vc Mn1 Mn2 X1 X2 Cfix Cfix Cv L L Cv Vc Mn3 Mn4 X3 X4 Cfix Cfix Cv Mc1 Mc2 Mc3 Mc4 X3 X4 X2 X1 图 2.14 互相耦合正交压控振荡器 Vdd Itail Mp C1 C2 L1 L2 L L Cv Vc Mn1 Mn2 X1 X2 Cfix Cfix Cv L L Cv Vc Mn3 Mn4 X3 X4 Cfix Cfix Cv S1 S2 图 2.15 共模点二次谐波耦合正交压控振荡器