第9章扩频通信概述 第9章扩频通信概述 ·扩谱通信：信号传输的带宽W与信息速率R(bps)之比远大于1，即 W1R>1。 。三种基本的扩频方法： I)直接序列扩频(DS,Direct Sequence Spreading): 2)跳频式扩频(FH,Frequency Hopping) 3)跳时式扩频(TH,Time Hopping)。 三者都采用伪随机(PN序列控制调制参数随机地改变而实现频谱扩展。 ·混合式扩频：DS、FH和TH三种扩频方式可以结合起来应用，构成 混合式扩频系统，例如：FH-DS、FH-TH、DSTH ·扩频通信系统可以在很宽的信号频带、很低的功率谱密度条件下传输 信息，因此有许多重要特性和重要的应用。 9.1直接序列扩频通信系统 9.1.1直接序列(DS)扩频通信系统的总体结构 调 图9-1DS扩频通信系统的结构 ·发送端 信息符号的矢量序列{y,i=0,12,.}，符号速率R: 采用扩频PN码{p(k),k=0,1,2,L。-1}: 西安电子科技大学
第 9 章 扩频通信概述 西安电子科技大学 1 第 9 章 扩频通信概述 z 扩谱通信：信号传输的带宽 W 与信息速率 Rb (bps)之比远大于 1，即 / W Rb >>1。 z 三种基本的扩频方法： 1）直接序列扩频（DS, Direct Sequence Spreading）； 2）跳频式扩频（FH，Frequency Hopping）； 3）跳时式扩频（TH，Time Hopping）。 三者都采用伪随机(PN)序列控制调制参数随机地改变而实现频谱扩展。 z 混合式扩频：DS 、FH 和 TH 三种扩频方式可以结合起来应用，构成 混合式扩频系统，例如：FH-DS、FH-TH、DS-TH z 扩频通信系统可以在很宽的信号频带、很低的功率谱密度条件下传输 信息，因此有许多重要特性和重要的应用。 9.1 直接序列扩频通信系统 9.1.1 直接序列(DS)扩频通信系统的总体结构 图 9-1-1 DS 扩频通信系统的结构 z 发送端 信息符号的矢量序列{ i v ,i = 0,1, 2,.} ，符号速率 Rs ； 采用扩频 PN 码{ p k( )， 0,1,2,., 1 c k L = − } ；
第9章扩频通信概述 扩展为码片矢量序列{c,k=0,1,2.},码片速率R.=L。R 。接收端 对基带解调输出的码片序列估计{，k=0,l,2,.},采用PN码{p(k), k=0,l,2,L。-1}进行同步相关解扩，获得符号矢量序列{，i=0,12,.},再 将它用于符号检测判决：而其中的载波跟踪和符号同步是利用解扩及符号判决 之后所获得的反馈信息实现的。 ·两种DS扩频方式 ①只用一个PN码对每个符号进行的扩频： ②采用M个相互正交的PN码分别表示M种符号，对每个M进制符号进 行扩频，即M元扩频或软扩频： 9.1.2DS扩频信号的产生 发射端产生DS扩频信号的步骤： ()符号的形成和矢量表示 ·符号矢量的星座点集，通常只用BPSK的S:{o=1,v四=1}或QPSK 的S:{vo=1,y0j,y2=-1,v)=j}o ●将待传输的数据信息，表示为符号矢量序列{y,i=0,1,2,.}其中 y,=》表示第i个符号是第m种符号。 ·对于M元扩频，将输入的K比特K=LogM)信息看作一个符号，根据 其信息内容从一个包含有M种符号的符号集中找到相应符号，记下其 种类的序号m,，从而待传的数据流表示为符号种类序号序列{m, i=01,2,}。 (2)扩频 ·对于常规DSSS系统，采用PN码为{p(O),p),p(L.-1)},乘以各个 符号的矢量值y,取代该符号；使速率为R的符号序列{y,)变为速率为 R=R,L.的码片序列{c},即 西安电子科技大学
第 9 章 扩频通信概述 西安电子科技大学 2 扩展为码片矢量序列{ k c , k = 0,1, 2,.} ，码片速率 Rc = Lc Rs z 接收端 对基带解调输出的码片序列估计{ ˆ k c , k = 0,1,2,.}，采用 PN 码{ p k( )， 0,1, 2,., 1 c k L = − }进行同步相关解扩，获得符号矢量序列{ ˆ i v , 0,1, 2,. i = }，再 将它用于符号检测判决；而其中的载波跟踪和符号同步是利用解扩及符号判决 之后所获得的反馈信息实现的。 z 两种 DS 扩频方式 ① 只用一个 PN 码对每个符号进行的扩频； ② 采用 M 个相互正交的 PN 码分别表示 M 种符号,对每个 M 进制符号进 行扩频，即 M 元扩频或软扩频； 9.1.2 DS 扩频信号的产生 发射端产生 DS 扩频信号的步骤： (1) 符号的形成和矢量表示 z 符号矢量的星座点集，通常只用 BPSK 的S:{ (0) v =-1， (1) v =1}或 QPSK 的S:{ (0) v =1， (1) v =j， (2) v =-1， (3) v =-j}。 z 将待传输的数据信息，表示为符号矢量序列{ i v ， i = 0,1, 2,. }其中 i v = ( ) mi v 表示第i 个符号是第mi 种符号。 z 对于 M 元扩频，将输入的 K 比特( K = L 2 og M )信息看作一个符号，根据 其信息内容从一个包含有 M 种符号的符号集中找到相应符号，记下其 种类的序号 mi ，从而待传的数据流表示为符号种类序号序列{ mi ， i = 0,1,2,.}。 (2) 扩频 z 对于常规 DSSS 系统，采用 PN 码为{ (0), (1),., ( 1)} c p p pL − ，乘以各个 符号的矢量值 i v ，取代该符号；使速率为 Rs 的符号序列{ i v }变为速率为 Rc = Rs . Lc 的码片序列{ k c }，即
第9章扩频通信概述 c=克pk-i)k=0.L2 (9-1-1) 如果调制方式为QPSK,那么符号矢量序列{yi=0,12,.}是复数形式的，因此 扩频所得码片序列{c()}也是复数序列。 ·M元扩频系统 设{p.(O,P,P.(亿-I}L02-M为M个相互正交的PN码，其中各码 片的取值一般也为+1或-1：对于一个待传输的符号矢量序列{”，i=0,1,2}进 行M元扩频，就是根据各个矢量符号y的种类序号m找出相应那种PN码 {pm()}乘以该符号矢量，从而将速率为R,的符号序列{y,i=0,12,.}扩展为速 率为R的码片序列{c(k)},即 c)月 vpk-L,)k=0,12 (9-1-2) 其中的y=vm) (3)基带调制 采用成形滤波器g()将扩频所得码片序列进行波形成形，即 s,()=∑c(k)g1-kT) (9-1-3) n-0 采用频带效率很低的成形波进行码片成形，虽然可能使直扩倍数降低而降 低了解扩处理增益，但是成形波的匹配滤波也可获得信噪比增益，因此在超宽 带通信系统中常被采用。 (④载波调制 对于需要以带通信号形式进行传输，则将前一步得到的s,(①)进行载波调制 即s()=s,().exp(j0,),就变为带通信号发送。 西安电子科技大学 3
第 9 章 扩频通信概述 西安电子科技大学 3 1 0 () .( ) Lc i c i k p k iL − = c = − ∑v k = 0,1,2,. (9-1-1) 如果调制方式为 QPSK，那么符号矢量序列{ i v 0,1, 2,. i = }是复数形式的，因此 扩频所得码片序列{ c( ) k }也是复数序列。 z M 元扩频系统 设{ (0), (1),., ( 1)} m m mc p p pL − 0,1,2,., 1 | m M = − 为M 个相互正交的 PN 码，其中各码 片的取值一般也为+1 或-1；对于一个待传输的符号矢量序列{ i v i = 0,1, 2,.}进 行 M 元扩频，就是根据各个矢量符号 i v 的种类序号 mi 找出相应那种 PN 码 { ( ) mi p n }乘以该符号矢量，从而将速率为 Rs 的符号序列{ i v 0,1,2,. i = }扩展为速 率为 Rc的码片序列{ c( ) k }，即 1 0 () ( ) c i L im c i k p k iL − = c v = − ∑ k = 0,1,2,. (9-1-2) 其中的 i v = ( ) mi v (3) 基带调制 采用成形滤波器 g t( )将扩频所得码片序列进行波形成形，即 ( ) l s t = 0 ( ). ( )c n k g t kT ∞ = ∑c − (9-1-3) 采用频带效率很低的成形波进行码片成形，虽然可能使直扩倍数降低而降 低了解扩处理增益，但是成形波的匹配滤波也可获得信噪比增益，因此在超宽 带通信系统中常被采用。 (4) 载波调制 对于需要以带通信号形式进行传输，则将前一步得到的 ( ) l s t 进行载波调制， 即s( )t = ( ) l s t . exp( ) c jω t ，就变为带通信号发送
第9章扩频通信概述 9.1.3扩频信号的接收一一解扩解调 ()载波解调 接收端先将接收到的带通型信号r()=s,().exp(j0,)+n),采用本地振荡 xp-jo,1-p)作为参考信号进行正交下变频，使之变为零中频信号r(),并采 样率采样量化为零中频信号样点序列，即 r(n)=s (n)ens+n(n) (914) 这是不完全的载波解调，只有在完全消除了残留频偏和相偏之后才能称得上完 全的载波解调，但这一步只能在后面解扩之后才能实现。 (2)基带解调和解扩 对零中频信号r,()在每个码片的中点位置抽样，然后用与发射端相同的PN 进行同步相关运算，每个接收符号求出一个相关量，设每个符号间隔T的采样 点数为宁，每个码片间隔T的采样点数为节，则第i个符号的相关量为 =纪5i+k灯p的 Le K-o 下∑s,面+eo玩p+n,.+k》-pk (9-1-5a) =是艺试+k)emp)+i0 Lo Fy.eao成+p1 eis(i) i=0,1,2, L.0 其中y是第i个发送符号矢量，也就是当假定无信道噪声、无载波频偏、无载波 相偏时接收信号与本地PN码的互相关量。噪声部分： 0,面，+k风010L2 (9-1-5b) 仍然是一个零均值的高斯白噪声序列。 如果载波频偏值比符号速率R小得多，例如：相对频偏△ω2πR)≤1/5， 西安电子科技大学
第 9 章 扩频通信概述 西安电子科技大学 4 9.1.3 扩频信号的接收――解扩解调 (1) 载波解调 接收端先将接收到的带通型信号r( )t = ( ) l s t . exp( ) c jω t + η( )t ，采用本地振荡 exp( ) ˆc − − j t ω ϕ 作为参考信号进行正交下变频，使之变为零中频信号 0 r ( )t ，并采 样率采样量化为零中频信号样点序列，即 (. ) 0 ( ) ( ). j n l n ne Δω +ϕ r s = + 0 η ( ) n (9-1-4) 这是不完全的载波解调，只有在完全消除了残留频偏和相偏之后才能称得上完 全的载波解调，但这一步只能在后面解扩之后才能实现。 (2) 基带解调和解扩 对零中频信号 0 r ( ) n 在每个码片的中点位置抽样，然后用与发射端相同的 PN 进行同步相关运算，每个接收符号求出一个相关量，设每个符号间隔Ts 的采样 点数为Ts ，每个码片间隔Tc的采样点数为Tc ，则第i 个符号的相关量为 ˆ i v = 1 Lc 1 0 0 ( ). ( ) Lc s c k iT kT p k − = ∑r + = 1 Lc 1 [ .( ) ] 0 0 { ( ). ( )}. ( ) c s c L j iT kT ls c s c k iT kT e iT kT p k ω ϕ − Δ ++ = ∑ s + ++ η = 1 Lc 1 [ ( )] 0 ˆ( ). . ( ) c s c L j iT kT s c k iT kT e p k ω ϕ − Δ ++ = ∑c + + 0 η ( )i = 1 (. ) . 0 1 . c s c L j iT j kT i c k e e L ωϕ ω − Δ+ Δ = ∑ v + 0 η ( )i i = 0,1, 2,. (9-1-5a) 其中 i v 是第i 个发送符号矢量，也就是当假定无信道噪声、无载波频偏、无载波 相偏时接收信号与本地 PN 码的互相关量。噪声部分： 0 η ( )i = 1 Lc 1 0 0 ( ). ( ) Lc s c k iT kT p k − = ∑η + i = 0,1,2,. (9-1-5b) 仍然是一个零均值的高斯白噪声序列。 如果载波频偏值比符号速率 Rs 小得多，例如：相对频偏Δω /(2π Rs ) ≤ 1/5
第9章扩频通信概述 即（△oL.T)≤2π5，则有∑ek1L.≈1，此时(9-1-5a)式可近似表示为 v.e()i=0.1,2. (9-1-5c) 此时解扩所得相关值与原发送符号矢量y,相比，除了()之外，还相差一个 常数因子eaaL,+。如果其中的频偏△o和相偏p可估计出，并采用锁相环消除， 使e41:那么立用作第1个符号的判决量，其中含有相位信息，可实现相 干解调判决。 如果载波的相对频偏值△o2πR)较大，(9-1-5a)式中∑。e妖1L的值 显著小于1，那么解扩相关运算将产生显著的信噪比损失，甚至不能正常进行： 这个问题对于同步捕获和锁相环入锁阶段的影响，是值得特别注意的。 ·M元扩频信号的接收检测： 需要对每个接收信号符号的要用M种符号的PN码分别进行相关运算，得 到M个相关量，即 m)=↓包 盆5武+7n倒 =乞s面+机)e城m+n试+灯月p. Le -o 士艺a面+场ep因0 (9-1-6) =vme或m定e+i0 L m=0,1,2,M-1 i=0,1,2. 其中ⅴ，(m)是假定无信道噪声和频偏相偏时第i个接收符号的码片序列与第m种 符号PN码{P(k),k=0,1,2,L.-1}的互相关值。 M元扩频系统中常常采用非相干解调，一般不采用锁相环消除载波频偏， 而直接采用零中频信号进行相关解扩运算；如果相对频偏值（△@(2πR)大于 西安电子科技大学 5
第 9 章 扩频通信概述 西安电子科技大学 5 即( Δω Lc Tc )≤ 2π /5，则有 1 . 0 c c L j kT k e − Δω ∑ = / Lc ≈1，此时(9-1-5a)式可近似表示为 ˆi v ≈ (. ) . s j iT i e Δ + ω ϕ v + 0 η ( )i i = 0,1,2,. (9-1-5c) 此时解扩所得相关值 ˆ i v 与原发送符号矢量 i v 相比，除了 0 η ( )i 之外，还相差一个 常数因子 [. ] c j L e Δ + ω ϕ 。如果其中的频偏Δω 和相偏ϕ 可估计出，并采用锁相环消除， 使 [. ] c j L e Δ + ω ϕ ≈1；那么 ˆi v 用作第i 个符号的判决量，其中含有相位信息，可实现相 干解调判决。 如果载波的相对频偏值 Δω /(2π Rs )较大，(9-1-5a)式中 1 . 0 c c L j kT k e − Δω ∑ = / Lc 的值 显著小于 1，那么解扩相关运算将产生显著的信噪比损失，甚至不能正常进行； 这个问题对于同步捕获和锁相环入锁阶段的影响，是值得特别注意的。 z M 元扩频信号的接收检测： 需要对每个接收信号符号的要用 M 种符号的 PN 码分别进行相关运算，得 到 M 个相关量，即 ˆ ( ) vi m = 1 Lc 1 0 0 ( ). ( ) Lc s cm k iT kT p k − = ∑r + = 1 Lc 1 [ .( ) ] 0 0 { ( ). ( )}. ( ) c s c L j iT kT ls c s c m k iT kT e iT kT p k ω ϕ − Δ ++ = ∑ s + ++ η = 1 Lc 1 [ ( )] 0 ˆ( ). . ( ) c s c L j iT kT sc m k iT kT e p k ω ϕ − Δ ++ = ∑c + + ( ) 0 ( ) m η i 1 (. ) . 0 1 ( ). c s c L j iT j kT i c k me e L ωϕ ω − Δ+ Δ = = v ∑ + ( ) 0 ( ) m η i m M = 0,1, 2,., 1− i = 0,1, 2,. (9-1-6) 其中 ( ) vi m 是假定无信道噪声和频偏相偏时第i 个接收符号的码片序列与第m 种 符号 PN 码{ ( ), 0,1, 2,., 1 m c pkk L = − }的互相关值。 M 元扩频系统中常常采用非相干解调，一般不采用锁相环消除载波频偏， 而直接采用零中频信号进行相关解扩运算；如果相对频偏值( /(2 ) Δω π Rs )大于