《通信系统混合信号V儿$！设计》课程设计报告 2003年12月31日 作者：唐长文，营洪彦 全差分运算放大器设计 唐长文(011021361)，营洪彦(021021061) zwtang@fudan.edu.cn,hyjian@fudan.edu.cn 复旦大学专用集成电路与系统国家重点实验室 一、 设计指标 在上华0.6 um CMOS2P2M工艺上设计一个全差分运算放大器，设计指标如下： ●直流增益 >80dB ● 单位增益带宽 >50MHz ● 负载电容 =5pF ● 相位裕量 >60° 增益裕量 >12dB ● 差分压摆率 >200V/s ● 共模电平 2.5V (VDD=5V) 共模负反馈单位增益带宽 >10MHz ● 等效输入噪声 20n'/√压 ● 输入失调电压 <10mV ● 差分输出摆幅 >±4V 二、运放结构选择 Vb1 M11 M13 M12 Vin+ M1 M2 n Vo+ Vo- M3 M4 Vb2 CcRc M5 M6 M9 Vcmfb M8 M10 图1共源共栅两级运算放大器
《通信系统混合信号 VLSI 设计》课程设计报告 2003 年 12 月 31 日 作者: 唐长文, 菅洪彦 1 全差分运算放大器设计 唐长文 (011021361)，菅洪彦(021021061) zwtang@fudan.edu.cn, hyjian@fudan.edu.cn 复旦大学专用集成电路与系统国家重点实验室 一、设计指标 在上华 0.6um CMOS 2P2M 工艺上设计一个全差分运算放大器，设计指标如下： z 直流增益 : >80dB z 单位增益带宽 : >50MHz z 负载电容 : =5pF z 相位裕量 : >60 ° z 增益裕量 : >12dB z 差分压摆率 : >200V s µ z 共模电平 : 2.5V (VDD=5V) z 共模负反馈单位增益带宽 : >10MHz z 等效输入噪声 : 20 nV Hz z 输入失调电压 : <10mV z 差分输出摆幅 : > ± 4V 二、运放结构选择 Vin+ VinVb1 Vo+ VoVb3 Vb2 CC CC RC RC M1 M2 M3 M4 M5 M6 M7 M8 M11 M12 M9 M10 Vcmfb M13 CL CL 图 1 共源共栅两级运算放大器
《通信系统混合信号$！设计》课程设计报告 2003年12月31日 作者：唐长文。营洪彦 运算放大器的的结构主要有三种：(a)简单两级运放，two-stage;(b)折叠共源共栅， folded-cascode,(c)共源共栅，telescopic。该运算放大器的设计指标要求差分输出摆幅为±4V, 即输出端的所有NMOS管的Vsr,w之和小于0.5V,输出端的所有PMOS管的'sp之和也必须 小于0.5V。对于单级的折叠共源共栅和直接共源共栅两种结构，都比较难达到该要求，因此我 们采用两级运算放大器结构。另外，简单的两级运放的直流增益比较小，因此我们采用共源共 栅的输入级结构。考虑到折叠共源共栅输入级结构的功耗比较大，故我们选择直接共源共栅的 输入级，共源的输出级的结构，如图1所示。两级运算放大器设计必须保证运放的稳定性，这 里Miller补偿或者Cascode补偿技术用来进行零极点补偿。 三、性能指标分析 1.差分直流增益Adm>80dB 该运算放大器存在两级：(1)、Cascode级增大直流增益(M1一M8):(2)、共源放大器 (M9-M12) 第一级增益 A=-Gm1R1=-gm1(8m3o1o3∥gm5a5o7）= 8m18m38m5 8ms8a18o3+8m3858o7 第二级增益 4=-GR2=-8m(olon）=-8 go9+goll 整个运算放大器的增益： 8m9—≥10'(80dB) Am=4:4=ge3n8o+go8s8oi8n+8al 8m18m38m5 2.差分压摆率≥200Vus 转换速率(Slew Rate)是大信号输入时，电流输出的最大驱动能力。 定义转换速率SR: 。输入级R=L-2四 dt Ce Ce 单位增益带宽.=8m/Cc，可以得到Cc=8mi/o. 5R=2m=2s@=2%=y8 Cc gm 21 pst 其中'=Pcs-Ψ= ,cTh 1/ 因此，提高两级运算放大器转换速率的一种方法是尽可能增大管子M1的有效电压Vm。 ● 输出级：SR=L Icc lmax 21ps9 d Ce+CL 该个运算放大器的转换率SR=min'a,2,} Ce Ce+C 3.静态功耗：该运放没有功耗指标，这里我们以15mW为例简单分析一下。 运放的静态功耗：
《通信系统混合信号 VLSI 设计》课程设计报告 2003 年 12 月 31 日 作者: 唐长文, 菅洪彦 2 运算放大器的的结构主要有三种: (a)简单两级运放，two-stage；(b)折叠共源共栅， folded-cascode; (c)共源共栅，telescopic。该运算放大器的设计指标要求差分输出摆幅为 ± 4V， 即输出端的所有 NMOS 管的VDSAT N, 之和小于 0.5V，输出端的所有 PMOS 管的VDSAT P, 之和也必须 小于 0.5V。对于单级的折叠共源共栅和直接共源共栅两种结构，都比较难达到该要求，因此我 们采用两级运算放大器结构。另外，简单的两级运放的直流增益比较小，因此我们采用共源共 栅的输入级结构。考虑到折叠共源共栅输入级结构的功耗比较大，故我们选择直接共源共栅的 输入级，共源的输出级的结构，如图 1 所示。两级运算放大器设计必须保证运放的稳定性，这 里 Miller 补偿或者 Cascode 补偿技术用来进行零极点补偿。 三、性能指标分析 1. 差分直流增益 Adm>80dB 该运算放大器存在两级：（1）、Cascode 级增大直流增益（M1－M8）；（2）、共源放大器 (M9-M12) 第一级增益 ( ) 135 1 1 1 1 313 557 513 357 // mm m m o m m oo m o o m oo m o o ggg A G R g g rr g rr g gg g gg =− =− =− + , 第二级增益 ( ) 9 2 2 2 9 9 11 9 11 // m mo m o o o o g A GR g r r g g =− =− =− + ， 整个运算放大器的增益： 135 9 4 1 2 5 1 3 3 5 7 9 11 10 (80 ) mm m m overall m oo m o o o o ggg g A A A dB g gg g gg g g =⋅ = ≥ + + 2. 差分压摆率 ≥ 200 V/us 转换速率（Slew Rate）是大信号输入时，电流输出的最大驱动能力。 定义转换速率 SR: z 输入级: max 1 max | 2 | out DS CC C C dv I I SR dt C C ≡ == 单位增益带宽 u mC 1 ω = g C ，可以得到C g C mu = 1 ω ∴ 11 1 1 1 1 1 22 2 2 DS DS u DS u eff u C m DS eff II I SR V C g I V ω ω == = = ω 其中 1 1 1 2 ( ) DS eff GS th p ox I V VV W C L µ = −= 因此，提高两级运算放大器转换速率的一种方法是尽可能增大管子 M1 的有效电压 Veff1。 z 输出级: max 9 max | 2 | out DS CC C CL dv I I SR dt C C C ≡ == + 该个运算放大器的转换率 13 9 2 min{ , } DS DS CCL I I SR CCC = + 3. 静态功耗: 该运放没有功耗指标，这里我们以 15mW 为例简单分析一下。 运放的静态功耗：
《通信系统混合信号$！设计》课程设计报告 2003年12月31日 作者：唐长文，营洪彦 Pstane =(Vad-Vs)(Ips9+Ips1o+1DS13) 静态功耗确定了整个电路的静态电流最大值为： 1c=y=50p-0D≈3m4 (2) 我们将该电流分配到电路的不同的地方去。例如，100μA给偏置电路，2900μA给两级放大电路。 这里完全是根据设计人员的经验来确定，有可能电流的分配并不能使整个电路达到全局最优。 4.等效输入噪声≤20nV/√HZ(thermal noise) 我们知道每一个晶体管都存在噪声电流源，其功率谱密 度为 2 S2=4KT(58m)+ K 8m 3 fWLCo 热噪声 1/f噪声 图2、NMOS管噪声电流源 我们忽略第二级的等效输入噪声，因为第二级的输入噪 声要除以第一级的增益。输入等效噪声为 5.相位裕量≥60度，单位增益带宽≥50MHz 假设运放只有两个极点。（实际上，会有两 个以上的极点，同时还会在右半平面或者左半平 jo 面的零点)。 由于密勒补偿电容C的存在，P1和P2将会分 jo 开的很远。假定Dn<op,这样在单位增益带 S-Plane 宽频率0，处第一极点引入-90°相移，整个相位 9 裕量是60°。所以第二极点在单位增益带宽频率处 P 的相移是-30°。 图3、S平面中的两个极点 PM260°，91≈90°， p2=180°-PM-0,≤30° ≤tam30°=0.577→0e≥1.73取a=2 0p
《通信系统混合信号 VLSI 设计》课程设计报告 2003 年 12 月 31 日 作者: 唐长文, 菅洪彦 3 9 10 13 ( )( ) P V VI I I static dd ss DS DS DS = − ++ 静态功耗确定了整个电路的静态电流最大值为： 15 3 5.0 0 Static DC dd ss P mw I mA VV VV == ≈ − − （2） 我们将该电流分配到电路的不同的地方去。例如，100µA 给偏置电路，2900µA 给两级放大电路。 这里完全是根据设计人员的经验来确定，有可能电流的分配并不能使整个电路达到全局最优。 4. 等效输入噪声 ≤ 20 nV/ HZ (thermal noise) 我们知道每一个晶体管都存在噪声电流源，其功率谱密 度为 2 2 2 4( ) 3 DS f m i m ox K g S KT g fWLC = + 热噪声 1/f 噪声 我们忽略第二级的等效输入噪声，因为第二级的输入噪 声要除以第一级的增益。输入等效噪声为 2 22 2 7 ,1 7 1 2 m n in n n m g vv v g ⎡ ⎤ ⎛ ⎞ = + ⎢ ⎥ ⎜ ⎟ ⎢ ⎝ ⎠ ⎥ ⎣ ⎦ 5. 相位裕量 ≥ 60 度，单位增益带宽 ≥ 50 MHz 假设运放只有两个极点。（实际上，会有两 个以上的极点，同时还会在右半平面或者左半平 面的零点）。 由于密勒补偿电容 Cc 的存在，p1 和 p2将会分 开的很远。假定 p1 ω << p2 ω ，这样在单位增益带 宽频率ωu 处第一极点引入 − ° 90 相移，整个相位 裕量是60°。所以第二极点在单位增益带宽频率处 的相移是 − ° 30 。 PM ≥ ° 60 , 1 ϕ ≈ 90°， 2 1 ϕ = °− − ≤ ° 180 30 PM ϕ 2 tan 30 u p ω ω ≤ °＝0.577 ⇒ 2 1.73 p u ω ω ≥ ,取 2 2 p u ω ω = 图 2、NMOS 管噪声电流源 δ jω u jω 1 p 2 p ϕ1 ϕ2 S-Plane 图 3、S 平面中的两个极点
《通信系统混合信号$！设计》课程设计报告 2003年12月31日 作者：唐长文。营洪彦 8o18o3+8os8o7 另外，主极点On三8心，8s三 （gms8o18o3+8m38os87）(8o9+8oin (1+)Ce 8n3gn58n9Cc 89+8ol1 开环增益A。= 8m18m38m5 8m9 8m58o18o3+8m38o58o78o9+8o11 0。=A0n=8u 为得到高的单位增益带宽，应该使非主极点P2最大化。 Telescopic两级运放中存在至少三个极点： (1)Cascode点处(M1的漏极、M3的源极)的极点： Op.cascode= 8m3 Co3+Cgn+Cb+C (2)补偿电容引入的主极点： (8m58o18o3+8m38o58o7(8o9+8o11) 0n=(4,+l1)Cc 8m38m58mgCc 因为A2Cc是一个非常大的电容值，因此由于密勒效应该极点是一个主极点。 (3)输出极点： 该极点主要是由输出电容C引起的。 Ce =CL+Cm CL*Cc+Cr Opou G2= 8 Cc+Cp CeCp 8moCc CLCc+CLCp+CcCp M9栅极电容Cp=C1n+C:+C5 rCp<CL…0p 8Ce。,而且：Ce>Cp0nw C.Ce+C.Cp C 这三个极点从小到大的顺序以此为：
《通信系统混合信号 VLSI 设计》课程设计报告 2003 年 12 月 31 日 作者: 唐长文, 菅洪彦 4 另外，主极点 ( )( ) 1 13 57 3 5 5 1 3 3 5 7 9 11 9 359 9 11 (1 ) oo o o m m m oo mo o o o p m mmmC C o o gg gg g g g gg g gg g g g gggC C g g ω + + + ≅ ≅ + + ， 开环增益 135 9 5 1 3 3 5 7 9 11 mmm m o m oo m o o o o ggg g A g gg g gg g g = + + 1 m1 u op C g A C ω ω =⋅ = 为得到高的单位增益带宽，应该使非主极点 p2最大化。 Telescopic 两级运放中存在至少三个极点： （1） Cascode 点处（M1 的漏极、M3 的源极）的极点： 3 , 3 113 m p cascode gs gd db sb g CCCC ω = +++ （2） 补偿电容引入的主极点： ( )( ) 1 1 5 1 3 3 5 7 9 11 2 359 ( 1) o m oo m o o o o p C mmmC G g gg g gg g g A C gggC ω + + = = + ， 因为 A2CC是一个非常大的电容值，因此由于密勒效应该极点是一个主极点。 （3） 输出极点： 该极点主要是由输出电容 CL 引起的。 9 2 out C m o C p p L eq C p L C p C g G C C C C C C C C C ω + = = + + + ， m C 9 L C Lp Cp g C CC CC CC = + + M9 栅极电容CC C C p gs db db = ++ 11 3 5 ∵C C p << L 9 out m C p L C Lp g C CC CC ∴ω ≅ + ，而且∵C C C p >> 9 out m p L g C ∴ω = 这三个极点从小到大的顺序以此为:
《通信系统混合信号$！设计》课程设计报告 2003年12月31日 作者：唐长文，营洪彦 第一极点：On (8ms8o18o3+8m38os8o7)(8o9+8o11) 8m38n58mgCc 第二极点：0e-8,第三极点：0mC 8m3 C +Ca+C+Cb3 6.共模负反馈：CMFB 为了稳定全差分运放输出共模电压，必须设计共模负反馈电路。在设计输出平衡的全差分 运算放大器的时候，必须考虑到以下几点[1小： ●共模负反馈的开环直流增益要求足够大，最好能够与差分开环直流增益相当： ●共模负反馈的单位增益带宽也要求足够大，最好接近差分单位增益带宽： ·为了确保共模负反馈的稳定，一般情况下要求进行共模回路补偿： ●共模信号检测器要求具有很好的线性特性： ·共模负反馈与差模信号无关，即使差模信号通路是关断的。 图4是一种共模负反馈实现结构[]，该结构共用了共模放大器和差模放大器的输入级中电 流镜及输出负载。这样，一方面降低了功耗：另一方面保证共模放大器与差模放大器在交流特 性上保持完全一致。因为共模放大器的输出级与差模放大器的输出级可以完全共用，电容补偿 电路也完全一样。只要差模放大器频率特性是稳定的，则共模负反馈也是稳定的。这种共模负 反馈电路使得全差分运算放大器可以像单端输出的运算放大器7一样设计，而不用考虑共模负 反馈电路对全差分运算放大器的影响。 Common Mode Differential Model Amplifier Amplifier Vb1 M14 M13 Vin-I Vcmfb M15 M16 M1 M2 M17 vcm M18 M3 Vb2 M19 M6 M5 Vb3 M20 M7 M8 图4共模、差模输入放大器
《通信系统混合信号 VLSI 设计》课程设计报告 2003 年 12 月 31 日 作者: 唐长文, 菅洪彦 5 第一极点： ( )( ) 1 5 1 3 3 5 7 9 11 359 m oo m o o o o p mmmC g gg g gg g g gggC ω + + = ， 第二极点： 2 m9 p L g C ω = ，第三极点： 3 3 3 113 m p gs gd db sb g CCCC ω = +++ 6. 共模负反馈: CMFB 为了稳定全差分运放输出共模电压，必须设计共模负反馈电路。在设计输出平衡的全差分 运算放大器的时候，必须考虑到以下几点[1]: z 共模负反馈的开环直流增益要求足够大，最好能够与差分开环直流增益相当； z 共模负反馈的单位增益带宽也要求足够大，最好接近差分单位增益带宽； z 为了确保共模负反馈的稳定，一般情况下要求进行共模回路补偿； z 共模信号检测器要求具有很好的线性特性； z 共模负反馈与差模信号无关，即使差模信号通路是关断的。 图 4 是一种共模负反馈实现结构[1]，该结构共用了共模放大器和差模放大器的输入级中电 流镜及输出负载。这样，一方面降低了功耗；另一方面保证共模放大器与差模放大器在交流特 性上保持完全一致。因为共模放大器的输出级与差模放大器的输出级可以完全共用，电容补偿 电路也完全一样。只要差模放大器频率特性是稳定的，则共模负反馈也是稳定的。这种共模负 反馈电路使得全差分运算放大器可以像单端输出的运算放大器[7]一样设计，而不用考虑共模负 反馈电路对全差分运算放大器的影响。 Vin+ VinVb1 Vb3 Vb2 M1 M2 M3 M4 M5 M6 M7 M8 M14 Vcmfb M13 M17 M18 M19 M20 M15 Vcm M16 Common Mode Amplifier Differential Mode Amplifier 图 4 共模、差模输入放大器