基于SiC功率器件的大功率DC-DC变换器

工程科学学报，第39卷.第8期：1224-1231,2017年8月 Chinese Journal of Engineering,Vol.39,No.8:1224-1231,August 2017 D0L:10.13374/j.issn2095-9389.2017.08.012;htp:/journals..usth.edu.cn 基于SiC功率器件的大功率DC-DC变换器 马后成)四，周晓敏)，高大威2) 1)北京科技大学机械工程学院，北京1000832)清华大学汽车安全与节能国家重点实验室，北京100084 ☒通信作者，E-mail:20140628@xs.usth.cd血.cm 摘要以燃料电池、光伏电池等为代表的新能源在实际应用中需要大功率DC-DC变换器对其输出电压进行调节，同时对 其输出功率进行控制.本文将高效SiC MOSFET应用于燃料电池汽车两相交错式Boost型DC-DC变换器中，基于计算、仿真 和实验手段分析了应用SC功率器件变换器的性能.研究结果表明：在大功率DC-DC变换器中，新型SC功率器件的应用能 够提高变换器功率密度、增强变换器可靠性，提升动力系统工作效率.该研究结果将为新型电力电子器件的应用以及新能源 相关领域的研究提供参考 关键词燃料电池：DC-DC变换器：SC功率器件：效率 分类号TM131.3 High-power DC-DC converter based on SiC power device MA Hou-cheng,ZHOU Xiao-min,GAO Da-wei2) 1)School of Mechanical and Engineering.University of Science and Technology Beijing,Beijing 100083.China 2)State Key Laboratory of Automotive Safety and Energy,Tsinghua University,Beijing 100084,China Corresponding author,E-mail:s20140628@xs.ustb.edu.cn ABSTRACT The DC-DC converter can adjust and control the voltage and power outputs of renewable energy systems,including fuel cell and photovoltaic cell systems.This study used high-efficiency SiC MOSFETs in a two-phase interleaved boost-type DC-DC con- verter in fuel cell vehicles.This paper analyze the performance of the converter with the SiC power device,based on calculation,simu- lation,and experimental results.The results show that the application of new SiC devices in high-power DC-DC converters can im- prove the power density,converter reliability,and power system efficiency.The results can be used for reference in the application of new power electronic devices and related research in the renewable energy filed. KEY WORDS fuel cell;DC-DC converter;SiC power device;efficiency 随着环境污染和能源危机的问题日益凸显，新能电池的耐久性2-].因此，现有的燃料电池汽车动力系 源产品的应用受到了越来越多的重视.作为新能源应 统一般采用电-电混合动力构型，即燃料电池系统外 用的代表，燃料电池电动汽车(fuel cell electric vehicle, 接能量储备系统作为辅助动力源，比如高压蓄电池组 CEV)因具有清洁、高效等优势，得到了迅猛的发展. 或者超级电容等[)，来改善系统的动态特性. 但是燃料电池应用在电动汽车中具有一些不足 为了解决燃料电池与辅助动力源之间的电压不匹 由文献[1]可看出，燃料电池输出特性偏软，导致无法 配问题，同时也为改善燃料电池输出特性，DC-DC变 满足整车需求.此外，由于车辆需求功率变动频繁且 换器通常被用于燃料电池汽车动力系统中[-6]，DC- 不确定，导致燃料电池输出电流高频波动，会影响燃料DC变换器可以将燃料电池的输出电压转换到与直流 收稿日期：2016-08-25 基金项目：汽车安全与节能国家重点实验室科学基金资助项目(KF14132)

工程科学学报,第 39 卷,第 8 期:1224鄄鄄1231,2017 年 8 月 Chinese Journal of Engineering, Vol. 39, No. 8: 1224鄄鄄1231, August 2017 DOI: 10. 13374 / j. issn2095鄄鄄9389. 2017. 08. 012; http: / / journals. ustb. edu. cn 基于 SiC 功率器件的大功率 DC鄄鄄DC 变换器 马后成1) 苣 , 周晓敏1) , 高大威2) 1) 北京科技大学机械工程学院, 北京 100083 2) 清华大学汽车安全与节能国家重点实验室, 北京 100084 苣 通信作者, E鄄mail: s20140628@ xs. ustb. edu. cn 摘 要 以燃料电池、光伏电池等为代表的新能源在实际应用中需要大功率 DC鄄鄄DC 变换器对其输出电压进行调节,同时对 其输出功率进行控制. 本文将高效 SiC MOSFET 应用于燃料电池汽车两相交错式 Boost 型 DC鄄鄄DC 变换器中,基于计算、仿真 和实验手段分析了应用 SiC 功率器件变换器的性能. 研究结果表明:在大功率 DC鄄鄄DC 变换器中,新型 SiC 功率器件的应用能 够提高变换器功率密度、增强变换器可靠性,提升动力系统工作效率. 该研究结果将为新型电力电子器件的应用以及新能源 相关领域的研究提供参考. 关键词 燃料电池; DC鄄鄄DC 变换器; SiC 功率器件; 效率 分类号 TM131郾 3 High鄄power DC鄄鄄DC converter based on SiC power device MA Hou鄄cheng 1) 苣 , ZHOU Xiao鄄min 1) , GAO Da鄄wei 2) 1) School of Mechanical and Engineering, University of Science and Technology Beijing, Beijing 100083, China 2) State Key Laboratory of Automotive Safety and Energy, Tsinghua University, Beijing 100084, China 苣 Corresponding author, E鄄mail: s20140628@ xs. ustb. edu. cn ABSTRACT The DC鄄鄄DC converter can adjust and control the voltage and power outputs of renewable energy systems, including fuel cell and photovoltaic cell systems. This study used high鄄efficiency SiC MOSFETs in a two鄄phase interleaved boost鄄type DC鄄鄄DC con鄄 verter in fuel cell vehicles. This paper analyze the performance of the converter with the SiC power device, based on calculation, simu鄄 lation, and experimental results. The results show that the application of new SiC devices in high鄄power DC鄄鄄 DC converters can im鄄 prove the power density, converter reliability, and power system efficiency. The results can be used for reference in the application of new power electronic devices and related research in the renewable energy filed. KEY WORDS fuel cell; DC鄄鄄DC converter; SiC power device; efficiency 收稿日期: 2016鄄鄄08鄄鄄25 基金项目: 汽车安全与节能国家重点实验室科学基金资助项目 (KF14132) 随着环境污染和能源危机的问题日益凸显,新能 源产品的应用受到了越来越多的重视. 作为新能源应 用的代表,燃料电池电动汽车(fuel cell electric vehicle, FCEV)因具有清洁、高效等优势,得到了迅猛的发展. 但是燃料电池应用在电动汽车中具有一些不足. 由文献[1]可看出,燃料电池输出特性偏软,导致无法 满足整车需求. 此外,由于车辆需求功率变动频繁且 不确定,导致燃料电池输出电流高频波动,会影响燃料 电池的耐久性[2鄄鄄3] . 因此,现有的燃料电池汽车动力系 统一般采用电鄄鄄 电混合动力构型,即燃料电池系统外 接能量储备系统作为辅助动力源,比如高压蓄电池组 或者超级电容等[4] ,来改善系统的动态特性. 为了解决燃料电池与辅助动力源之间的电压不匹 配问题,同时也为改善燃料电池输出特性,DC鄄鄄 DC 变 换器通常被用于燃料电池汽车动力系统中[5鄄鄄6] ,DC鄄鄄 DC 变换器可以将燃料电池的输出电压转换到与直流

马后成等：基于SiC功率器件的大功率DC-DC变换器 ·1225· 母线电压相匹配的级别，并根据整车的功率需求和蓄 1电路拓扑结构和驱动 电池组或超级电容的电荷状态(state of charge,SOC) 来调节燃料电池的输出功率. 1.1电路拓扑结构 由此可见，DC-DC变换器是燃料电池电动汽车动 对于燃料电池动力系统来说，DC-DC变换器的拓 力系统中的关键部件.目前燃料电池汽车动力系统中 扑结构对燃料电池系统的正常、稳定工作具有重要意 的DC-DC变换器多采用硅(Si)开关器件，虽然相关应 义.例如，为了延长燃料电池的使用寿命和减少不必 用技术比较成熟，但许多方面还有待进一步提高，如功 要的燃料损耗，文献「161中建议燃料电池的输出电流 率密度、工作频率和效率等.随着燃料电池电动汽车 波动应该限制在额定值的10%以下.车用DC-DC变 的发展，对车用所需大功率DC-DC变换器的效率、功 换器多采用结构简单的Boost电路5，)，然而，随着燃 率密度、轻量化、电磁干扰(electromagnetic interference, 料电池电动汽车的功率等级不断提升，单路Boos1变 EMI)和耐高温等性能提出了越来越高的要求[-].与 换器在使用上受到了越来越多的限制.由于功率的增 之相矛盾的是，传统的S半导体技术经过六十年的 大，Boost变换器各器件所承受的瞬间电流和电压应力 发展，许多方面的性能已经接近理论极限，很难再进 将增大，会导致电路元件尤其是电感的体积和质量大 一步提升，尤其在高频和高功率领域更加突显出其 幅度增加并加大了器件的选型难度，增加了系统的成 局限性 本.同时也增大了开关瞬间的du/d,和di/dk,造成严 近年来，碳化硅(SiC)半导体技术已成为研究的 重的电磁干扰，其中，u、i和1分别表示瞬时电压、瞬时 热点，也是电力电子发展的潮流.相比于传统的S技 电流和时间. 术，SiC技术可以满足电力电子应用领域中对于高温、 为了满足燃料电池汽车动力系统的发展趋势，利 高频及高效率等工作条件的要求.文献[10]介绍了一 用交错式Bo0st电路拓扑结构，不仅提高了输入输出 种利用SC肖特基二极管实现有源功率因数校正的高 端的电流和电压的变化频率，减小了电流和电压纹波， 频应用实例，开关工作频率为150kHz,输出功率为3.6 降低了对电感和输出电容的要求，还可以加大输出功 kW.文献[11]将两个50A的SiC MOSFET组成的100 率等级，降低单体电感的体积，减小变换器的体积和 A功率模块应用于电动汽车的大功率双向DC-DC变 成本. 换器中，SC功率器件有效减小了器件损耗，降低了温 本文选取两相交错式Boos1变换器对应用SiC功 升，提升了输出效率.文献[12]研制了多相全SiC双 率器件时变换器的效率进行研究，如图1所示，它由两 向Boost DC-DC变换器，工作频率为250kHz,输出功 个完全相同的Boost单元并联组成，电路中的两个 率为5kW,在140℃的高温条件下系统仍能获得很高 MOSFET管S,和S,(采用的是Cree公司生产的，型号 为CAS120M12BM2的1200V和120A的SiC MOSFET 的效率.文献[13]介绍了在开关频率为200kHz的 Boost变换器中，使用SiC MOSFETs代替Si IGBTs时， (含二极管)的驱动信号相位相差180°，Cm、Cm和R 变换器的效率提升了20%.文献[14]采用Cool MOS 分表表示为输入电容，输出电容和负载电阻.当电路 和SiC二极管研制了一台1.5kW高效率双向DC-DC 工作在占空比为0.5，并且输入电流为连续模式(con- tinuous conduction mode,CCM)时，开关管S,和S2的驱 变换器样机，开关频率高达200kHz,效率最高可达 动波形，其中t和t分别表示一个周期内的开通和关 95.2%.文献「151主要分析了SiC器件在1kWDC- 断时间，电感L,和L2,二极管D,和D2,输入电流和输 DC变换器中的各部分损耗特性.然而，这些文献对 SC的应用研究都是在小功率范围内的研究，没有涉 出电容C的电流波形L,Ln.山n,Ln和1。如图2所 示.可以看出，由于开关管S,和S,的交错导通，两路电 及大功率的范畴 感电流的变化趋势相反，使得输入电流纹波幅值大幅 对于在性能上要求苛刻的电动汽车领域，变换器 降低.所以与单路Boost电路相比，在相同的滤波效果 的功率密度和效率直接影响到汽车的可用空间与效 下，输入电磁干扰滤波器和输出电容的体积将大幅度 率.本文将SiC MOSFET和SiC二极管应用于燃料电 减少.两相交错式Boost变换器工作在连续模式下的 池汽车用的DC-DC变换器中，针对较宽的功率变化 总电流纹波计算如下 范围，设计了一款15kW的DC-DC变换器，重点对其 对每一路Boost电路都遵循 各部分损耗、工作效率和磁性元件的体积进行研究. 结果表明，C器件应用到燃料电池电动汽车用大功 (1) 率DC-DC变换器中，不仅可以更好的利用电池燃料 式中，V为输入电压，V为输出电压，d为占空比. 并提高燃料电池的寿命，而且可以扩大汽车的可用 在不同的占空比条件下输入电流的纹波分别为： 空间. (1)当d≥0.5时，在每个开关周期T内，输人电

马后成等: 基于 SiC 功率器件的大功率 DC鄄鄄DC 变换器 母线电压相匹配的级别,并根据整车的功率需求和蓄 电池组或超级电容的电荷状态( state of charge,SOC) 来调节燃料电池的输出功率. 由此可见,DC鄄鄄DC 变换器是燃料电池电动汽车动 力系统中的关键部件. 目前燃料电池汽车动力系统中 的 DC鄄鄄DC 变换器多采用硅(Si)开关器件,虽然相关应 用技术比较成熟,但许多方面还有待进一步提高,如功 率密度、工作频率和效率等. 随着燃料电池电动汽车 的发展,对车用所需大功率 DC鄄鄄 DC 变换器的效率、功 率密度、轻量化、电磁干扰(electromagnetic interference, EMI)和耐高温等性能提出了越来越高的要求[7鄄鄄9] . 与 之相矛盾的是,传统的 Si 半导体技术经过六十年的 发展,许多方面的性能已经接近理论极限,很难再进 一步提升,尤其在高频和高功率领域更加突显出其 局限性. 近年来,碳化硅( SiC) 半导体技术已成为研究的 热点,也是电力电子发展的潮流. 相比于传统的 Si 技 术,SiC 技术可以满足电力电子应用领域中对于高温、 高频及高效率等工作条件的要求. 文献[10]介绍了一 种利用 SiC 肖特基二极管实现有源功率因数校正的高 频应用实例,开关工作频率为 150 kHz,输出功率为 3郾 6 kW. 文献[11]将两个 50 A 的 SiC MOSFET 组成的 100 A 功率模块应用于电动汽车的大功率双向 DC鄄鄄 DC 变 换器中,SiC 功率器件有效减小了器件损耗,降低了温 升,提升了输出效率. 文献[12]研制了多相全 SiC 双 向 Boost DC鄄鄄DC 变换器,工作频率为 250 kHz,输出功 率为 5 kW,在 140 益的高温条件下系统仍能获得很高 的效率. 文献[13] 介绍了在开关频率为 200 kHz 的 Boost 变换器中,使用 SiC MOSFETs 代替 Si IGBTs 时, 变换器的效率提升了 20% . 文献[14]采用 Cool MOS 和 SiC 二极管研制了一台 1郾 5 kW 高效率双向 DC鄄鄄DC 变换器样机,开关频率高达 200 kHz,效率最高可达 95郾 2% . 文献[15] 主要分析了 SiC 器件在 1 kW DC鄄鄄 DC 变换器中的各部分损耗特性. 然而,这些文献对 SiC 的应用研究都是在小功率范围内的研究,没有涉 及大功率的范畴. 对于在性能上要求苛刻的电动汽车领域,变换器 的功率密度和效率直接影响到汽车的可用空间与效 率. 本文将 SiC MOSFET 和 SiC 二极管应用于燃料电 池汽车用的 DC鄄鄄 DC 变换器中,针对较宽的功率变化 范围,设计了一款 15 kW 的 DC鄄鄄DC 变换器,重点对其 各部分损耗、工作效率和磁性元件的体积进行研究. 结果表明,SiC 器件应用到燃料电池电动汽车用大功 率 DC鄄鄄DC 变换器中,不仅可以更好的利用电池燃料 并提高燃料电池的寿命,而且可以扩大汽车的可用 空间. 1 电路拓扑结构和驱动 1郾 1 电路拓扑结构 对于燃料电池动力系统来说,DC鄄鄄DC 变换器的拓 扑结构对燃料电池系统的正常、稳定工作具有重要意 义. 例如,为了延长燃料电池的使用寿命和减少不必 要的燃料损耗,文献[16]中建议燃料电池的输出电流 波动应该限制在额定值的 10% 以下. 车用 DC鄄鄄DC 变 换器多采用结构简单的 Boost 电路[5,17] ,然而,随着燃 料电池电动汽车的功率等级不断提升,单路 Boost 变 换器在使用上受到了越来越多的限制. 由于功率的增 大,Boost 变换器各器件所承受的瞬间电流和电压应力 将增大,会导致电路元件尤其是电感的体积和质量大 幅度增加并加大了器件的选型难度,增加了系统的成 本. 同时也增大了开关瞬间的 du / dt 和 di / dt,造成严 重的电磁干扰,其中,u、i 和 t 分别表示瞬时电压、瞬时 电流和时间. 为了满足燃料电池汽车动力系统的发展趋势,利 用交错式 Boost 电路拓扑结构,不仅提高了输入输出 端的电流和电压的变化频率,减小了电流和电压纹波, 降低了对电感和输出电容的要求,还可以加大输出功 率等级,降低单体电感的体积,减小变换器的体积和 成本. 本文选取两相交错式 Boost 变换器对应用 SiC 功 率器件时变换器的效率进行研究,如图 1 所示,它由两 个完全相同的 Boost 单元并联组成,电路中的两个 MOSFET 管 S1和 S2 (采用的是 Cree 公司生产的,型号 为 CAS120M12BM2 的 1200 V 和 120 A 的 SiC MOSFET (含二极管))的驱动信号相位相差 180毅,Cin 、Cout和 R 分表表示为输入电容,输出电容和负载电阻. 当电路 工作在占空比为 0郾 5,并且输入电流为连续模式( con鄄 tinuous conduction mode,CCM)时,开关管 S1和 S2的驱 动波形,其中 t on和 t off分别表示一个周期内的开通和关 断时间,电感 L1 和 L2 ,二极管 D1 和 D2 ,输入电流和输 出电容 Cout的电流波形 IL1 、IL2 、ID1 、ID2 、Iin和 ICout如图 2 所 示. 可以看出,由于开关管 S1和 S2的交错导通,两路电 感电流的变化趋势相反,使得输入电流纹波幅值大幅 降低. 所以与单路 Boost 电路相比,在相同的滤波效果 下,输入电磁干扰滤波器和输出电容的体积将大幅度 减少. 两相交错式 Boost 变换器工作在连续模式下的 总电流纹波计算如下. 对每一路 Boost 电路都遵循 Vout Vin = 1 1 - d 圯d = Vout - Vin Vout . (1) 式中, Vin为输入电压,Vout为输出电压,d 为占空比. 在不同的占空比条件下输入电流的纹波分别为: (1)当 d逸0郾 5 时,在每个开关周期 T 内,输入电 ·1225·

·1226· 工程科学学报，第39卷，第8期 流1的频率为每路电感电流的2倍，等效占空比d可 计算为 m-1-d01-2x4d=21-l. (2) 0 S, 在等效占空比开通阶段，即对应输入电流纹波上 升阶段，两路电感L,和L2的电流纹波分别为 ,T'(2d-1)T 2L1 (3) 24号严 AlL= (4) 输人电流纹波大小由式(3)和式(4)相加，即 .(2d-1)T,Vn(2d-1)T 1n=△l2+△l=- 2L1 2L2 (5) 当L,=L2=L时， 4M=(2d-1)7 (6) L (2)当d<0.5时，电路的等效占空比为 dr-d d-2d. (7) 在等效占空比对应的导通阶段，两支路的电感电 流1和I的变换趋势不一致，假设1上升、I下降，有 l, T V dT (8) 图2两相交错式Bood变换器主要波形 xa--r Fig.2 Key waveforms of the two-phase interleaved boost converter (9) L, 两路电感电流纹波相加后，输入电流纹波为 IGBT建议的驱动电压为-15~+15V有较大区别. 从=+以，应 因此，SiC MOSFET的安全阀值较小，驱动电压的突变 (10) 可能会击穿栅极和源极间的氧化层.所以，SiC MOS- 当L1=L2=L时， FET驱动需要在Si IGBT驱动基础上加以改进，SiC V.(1-2d)dT MOSFET的门极驱动框图如图3所示.一个2W型号 (11) L(1-d) 为MGJ2D152005SC的DC-DC变换器为栅极驱动提供 隔离的-5V和+20V输出电压，以及使用可直接提供 9A峰值电流的驱动芯片IXDN609 +15V +20V 电压变换器 +5V MGJ2D152005SC+MC7805 -5V 好好子 控制 +5V +20V MOSFET 信号 人 1ED020I12 IXDN 609 图1两相交错式Boost变换器电路结构 -5V -5V Fig.I Diagram of the two-phase interleaved boost converter 图3 SiC MOSFET门极驱动框图 1.2驱动电路 Fig.3 Schematic of the gate driver circuits of the SiC MOSFET 由于SiC功率器件的击穿电场强度与禁带宽度远 大于Si器件，使得在相同的额定电压下，SiC器件的寄 2变换器损耗分析 生电容更小，对驱动电路的寄生参数更加敏感.目前， SiC MOSFET的建议驱动电压的为-5~+20V,与Si 为了分析SiC MOSFET的DC-DC变换器的效率

工程科学学报,第 39 卷,第 8 期 流 Iin的频率为每路电感电流的 2 倍,等效占空比 di可 计算为 dT - (1 - d)T = 2 伊 di T 2 圯di = 2d - 1. (2) 在等效占空比开通阶段,即对应输入电流纹波上 升阶段,两路电感 L1 和 L2 的电流纹波分别为 驻IL1 = Vin L1 伊 di T 2 = Vin (2d - 1)T 2L1 . (3) 驻IL2 = Vin L2 伊 di T 2 = Vin (2d - 1)T 2L2 . (4) 输入电流纹波大小由式(3)和式(4)相加,即 驻Iin = 驻IL1 + 驻IL2 = Vin (2d - 1)T 2L1 + Vin (2d - 1)T 2L2 . (5) 当 L1 = L2 = L 时, 驻Iin = Vin (2d - 1)T L . (6) (2)当 d < 0郾 5 时,电路的等效占空比为 dT = di T 2 圯di = 2d. (7) 在等效占空比对应的导通阶段,两支路的电感电 流 IL1和 IL2的变换趋势不一致,假设 IL1上升、IL2下降,有 驻IL1 = Vin L1 伊 di T 2 = Vin dT L1 . (8) 驻IL2 = Vin - Vout L2 伊 di T 2 = (Vin - Vout)dT L2 . (9) 两路电感电流纹波相加后,输入电流纹波为 驻Iin = 驻IL1 + 驻IL2 = Vin dT L1 + (Vin - Vout)dT L2 . (10) 当 L1 = L2 = L 时, 驻Iin = Vin (1 - 2d)dT L(1 - d) . (11) 图 1 两相交错式 Boost 变换器电路结构 Fig. 1 Diagram of the two鄄phase interleaved boost converter 1郾 2 驱动电路 由于 SiC 功率器件的击穿电场强度与禁带宽度远 大于 Si 器件,使得在相同的额定电压下,SiC 器件的寄 生电容更小,对驱动电路的寄生参数更加敏感. 目前, SiC MOSFET 的建议驱动电压的为 - 5 ~ + 20 V,与 Si 图 2 两相交错式 Boost 变换器主要波形 Fig. 2 Key waveforms of the two鄄phase interleaved boost converter IGBT 建议的驱动电压为 - 15 ~ + 15 V 有较大区别. 因此,SiC MOSFET 的安全阀值较小,驱动电压的突变 可能会击穿栅极和源极间的氧化层. 所以,SiC MOS鄄 FET 驱动需要在 Si IGBT 驱动基础上加以改进, SiC MOSFET 的门极驱动框图如图 3 所示. 一个 2 W 型号 为 MGJ2D152005SC 的 DC鄄鄄DC 变换器为栅极驱动提供 隔离的 - 5 V 和 + 20 V 输出电压,以及使用可直接提供 9 A 峰值电流的驱动芯片 IXDN609. 图 3 SiC MOSFET 门极驱动框图 Fig. 3 Schematic of the gate driver circuits of the SiC MOSFET 2 变换器损耗分析 为了分析 SiC MOSFET 的 DC鄄鄄DC 变换器的效率, ·1226·

马后成等：基于SiC功率器件的大功率DC-DC变换器 ·1227· 需对变换器的功率损耗的过程进行分析.两相交错式 源极电压 Boost电路的设计技术参数见表1. 功率二极管的导通损耗的计算与MOSFET的导通 表1两相交错式Boost电路技术参数 损耗类似，如式(15)所示.式中，R。为功率二极管的 Table 1 Two-phase interleaved boost circuit specifications 导通电阻，V。为导通压降，可以从二极管的电流I,和 符号 含义 数值 电压V,即I,-V,曲线图中获得 V/V 输入电压 96 P=I-[k++u小 (15) Vur/V 输出电压 300 功率二极管的反向恢复损耗由下式计算 Pu/kW 输出功率 15 L/μH 扼流电感 200 n0 (16) C/μF 输人电容 200 其中，Em,a和t分别为数据手册中测试条件下的反向 Cau/μF 输出电容 440 恢复损耗和反向恢复时间，I和V。分别为对应的实际 工作条件下的正向电流和反向电压，：和V:分别表 实际变换器的损耗主要由五个部分组成：MOS- 示测试条件下的正向电流和反向电压. ET损耗、功率二极管损耗、电感损耗、电容损耗和驱 电感的铜损与铁损的相对大小由电流变化的频率 动损耗.MOSFET损耗主要包括导通损耗和开关损 决定.在频率小于约100kHz时，铜损起主要作用，反 耗：功率二极管损耗主要包括导通损耗和反向恢复损 之，铁损起主要作用，两者分别如式(17)和式(18) 耗：电感损耗包括由电感内阻造成的铜损与由磁滞和 所示. 涡流造成的铁损：电容损耗主要体现在电容的等效串 联电阻上 Rn=R(E+) (17) MOSFET的导通损耗由下式计算 Pure Kimf B (18) r-d[k么+)+小 (12) 其中，R,为电感的等效串联电阻；K、a和b是由铁心 材料决定的常数，m是铁心质量，B。为电感的最大磁 其中，Rs为MOSFET漏-源导通电阻，Vs,m为导通压 通密度 降，1表示电感稳态电流，△L表示电感电流纹波，d为 电容的等效串联电阻造成的损耗如式(19)所示. 占空比.此外导通压降随MOSFET漏极电流的增大而 其中I。为电容的稳态电流，R。为电容的等效串联 增大. 电阻 MOSFET的开关损耗是由开关过程引起的，在开 Pc=RcIo (19) 通和关断过程中，漏-源两端电压V和漏极电流I。存 MOSFET的门极驱动损耗可以表示为 在重叠部分，每个周期的开关损耗由两者乘积的积分 Pin =VinQf (20) 获得.若MOSFET的开关频率为∫.，则开关损耗的表 其中，V、和Q.分别表示驱动电压和门极总电荷 达式为 变换器的损耗为以上各部分损耗之和，即 P=(E.+Es.o)f (13) P=2(PP+Poo+Pom +P 由于厂家通常仅提供在额定电流和额定电压下的 Puon+Pan）+Pc- (21) 结合表1中两相交错式Bo0st变换器的电路参数， 几个E,和Eua曲线图，此外E和E,a的值 在变换器运行在50%负载、75%负载和满载(15kW) 与电流关系又是非线性的，因此很雅通过解析表达式 获得.在工程计算中开关损耗可通过线性转换而获得 条件下，对变换器的各部分损耗进行比较和分析.图4 展示了依据损耗模型估算出的变换器工作在20、60和 P()(ovmf 100kHz时各部分功率损耗值. 从图4中可以看出，在大功率低频条件下，SiC器 (14) 件变换器主要的损耗是传导损耗，开关损耗和电感电 式中，E,和E,分别为数据手册中测试条件一次 容驱动损耗仅占总损耗的小部分.随着频率的升高， 开关过程的开通和关断损耗能量，分别与开通延迟时 开关损耗成比例的增加，电感电容损耗和传导损耗几 间a,m、上升时间，和关断延迟时间a,、下降时间： 乎不变.而传导损耗随着功率的升高增加幅度较大， 有关.以上四段时间受MOSFET结电容和驱动电阻R, 这是由于和电流成平方比的关系 的影响，可根据具体数值由数据手册查得.I,和's分 别等于对应的实际工作条件下的漏极电流和漏-源极 3 PLECS电路仿真研究 电压，。和'分别表示测试条件下的漏极电流和漏- 功率半导体器件的热损耗分析是一个重要的研究

马后成等: 基于 SiC 功率器件的大功率 DC鄄鄄DC 变换器 需对变换器的功率损耗的过程进行分析. 两相交错式 Boost 电路的设计技术参数见表 1. 表 1 两相交错式 Boost 电路技术参数 Table 1 Two鄄phase interleaved boost circuit specifications 符号 含义 数值 Vin / V 输入电压 96 Vout / V 输出电压 300 Pout / kW 输出功率 15 L / 滋H 扼流电感 200 Cin / 滋F 输入电容 200 Cout / 滋F 输出电容 440 实际变换器的损耗主要由五个部分组成:MOS鄄 FET 损耗、功率二极管损耗、电感损耗、电容损耗和驱 动损耗. MOSFET 损耗主要包括导通损耗和开关损 耗;功率二极管损耗主要包括导通损耗和反向恢复损 耗;电感损耗包括由电感内阻造成的铜损与由磁滞和 涡流造成的铁损;电容损耗主要体现在电容的等效串 联电阻上. MOSFET 的导通损耗由下式计算 PMcon = d [ RDSon (IL + 驻I 2 L ) 12 + VDS,con IL ]. (12) 其中,RDSon为 MOSFET 漏鄄鄄源导通电阻,VDS,con为导通压 降,IL 表示电感稳态电流,驻IL 表示电感电流纹波,d 为 占空比. 此外导通压降随 MOSFET 漏极电流的增大而 增大. MOSFET 的开关损耗是由开关过程引起的,在开 通和关断过程中,漏鄄鄄源两端电压 VDS和漏极电流 ID 存 在重叠部分,每个周期的开关损耗由两者乘积的积分 获得. 若 MOSFET 的开关频率为 f sw ,则开关损耗的表 达式为 PMsw = (EMsw,on + EMsw,off)·f sw . (13) 由于厂家通常仅提供在额定电流和额定电压下的 几个 EMsw,on和 EMsw,off曲线图,此外 EMsw,on和 EMsw,off的值 与电流关系又是非线性的,因此很难通过解析表达式 获得. 在工程计算中开关损耗可通过线性转换而获得 PMsw = [EMsw,on (t d,on ,t r) + EMsw,off(t d,off,t f)] ID VDS f sw I * D V * DS . (14) 式中,EMsw,on和 EMsw,off分别为数据手册中测试条件一次 开关过程的开通和关断损耗能量,分别与开通延迟时 间 t d,on 、上升时间 t r 和关断延迟时间 t d,off、下降时间 t f 有关. 以上四段时间受 MOSFET 结电容和驱动电阻 Rg 的影响,可根据具体数值由数据手册查得. ID 和 VDS分 别等于对应的实际工作条件下的漏极电流和漏鄄鄄 源极 电压,I * D 和 V * DS分别表示测试条件下的漏极电流和漏鄄鄄 源极电压. 功率二极管的导通损耗的计算与 MOSFET 的导通 损耗类似,如式(15) 所示. 式中,RD 为功率二极管的 导通电阻,VD 为导通压降,可以从二极管的电流 IF 和 电压 VF ,即 IF 鄄鄄VF 曲线图中获得. PDcon = (1 - d) [ RD (I 2 L + 驻I 2 L ) 12 + VD IL ]. (15) 功率二极管的反向恢复损耗由下式计算 PDrr = EDrr,off(t rr) IF VR f sw I * F V * R . (16) 其中,EDrr,off和 t rr分别为数据手册中测试条件下的反向 恢复损耗和反向恢复时间,IF 和 VR 分别为对应的实际 工作条件下的正向电流和反向电压,I * F 和 V * R 分别表 示测试条件下的正向电流和反向电压. 电感的铜损与铁损的相对大小由电流变化的频率 决定. 在频率小于约 100 kHz 时,铜损起主要作用,反 之,铁损起主要作用,两者分别如式(17 ) 和式(18 ) 所示. PLcopper = RL (I 2 L + 驻I 2 L ) 12 . (17) PLiron = Khmf a sw B b m . (18) 其中,RL 为电感的等效串联电阻;Kh 、a 和 b 是由铁心 材料决定的常数,m 是铁心质量,Bm 为电感的最大磁 通密度. 电容的等效串联电阻造成的损耗如式(19)所示. 其中 IC 为电容的稳态电流,RC 为电容的等效串联 电阻. PC = RC I 2 C . (19) MOSFET 的门极驱动损耗可以表示为 Pdrv = Vdrv·Qg·f sw . (20) 其中,Vdrv和 Qg 分别表示驱动电压和门极总电荷. 变换器的损耗为以上各部分损耗之和,即 Ptotal = 2(PMcon + PMsw + PDcon + PDrr + PLcopper + PLiron + Pdrv) + PC . (21) 结合表 1 中两相交错式 Boost 变换器的电路参数, 在变换器运行在 50% 负载、75% 负载和满载(15 kW) 条件下,对变换器的各部分损耗进行比较和分析. 图 4 展示了依据损耗模型估算出的变换器工作在 20、60 和 100 kHz 时各部分功率损耗值. 从图 4 中可以看出,在大功率低频条件下,SiC 器 件变换器主要的损耗是传导损耗,开关损耗和电感电 容驱动损耗仅占总损耗的小部分. 随着频率的升高, 开关损耗成比例的增加,电感电容损耗和传导损耗几 乎不变. 而传导损耗随着功率的升高增加幅度较大, 这是由于和电流成平方比的关系. 3 PLECS 电路仿真研究 功率半导体器件的热损耗分析是一个重要的研究 ·1227·

·1228 工程科学学报，第39卷，第8期 效率，常常需要对变换器器件建立一个精确的模型， 500 电感、电容和驱动损耗 传导损耗 来分析半导体器件的静态特性、开关特性和功率损 450 开关损耗 400 耗.一些文献通过建模来评估SiC器件的应用效 350 率[1-].本文采用PLECS软件对变换器的热损耗进 30 行仿真研究.借助PLECS的热模块，用户可以对电 0 路进行损耗分析和热分析，避免了繁琐的建模和公 200 式推导 150 根据表1中的技术参数和厂家提供的 CAS120M12BM2的数据，使用PLECS搭建15kW两相 50 交错Boost电路损耗仿真模型，如图5所示. 开关器件整体的功率损耗是每个开关脉冲损耗的 满载20k 75%负载20kH2 509%负载20kHz 50%负载60k出2 75%负载100k 满载60k 50%负载100k 满载IO0kHz 总和.图6表示了SiC MOSFET变换器工作在输出功 率为15kW,开关频率为20kHz时的每个脉冲下的开 变换器负载与开关颜率状况 通、关断和传导损耗.由图可知SiC MOSFET的主要损 图4不同负载在三种开关频率下的变换器各部分功率损耗 耗是导通损耗，其开关损耗非常小 Fig.4 Comparison of power losses at three switching frequencies in 通过计算与仿真得出变换器的效率如图7所示. converters under different loads 可以看出，变换器的效率随着输出功率和工作频率的 方向，尤其在大功率电路的应用中更为广泛.在实际 增加而减小，计算效率与仿真效率展现出了很好的一 的工程应用与设计开发中，为了评估变换器的性能和 致性，相对的误差均低于0.5% 热链 热流计 热常数 驱动信号1 负载 驱动信号2 驱动信号 散热器 Probe 传导开关传导损耗 WWW 损耗输入 开关损样 M MOSFET探针 总损耗 MOSFET损耗 MOSFET:损耗计算 常量 传导开关 总导损 Probe 传导损耗 效率 员耗输人 开关损耗 M 二极管探针 M 二极管损耗计算 Probe 极管损耗 输入功率探针 周期平均 Probe 损耗 损耗 输入 输出 电感电容探针 电感电容损耗计算 Y 电感电容损耗 图5损耗仿真模型 Fig.5 Loss simulation model

工程科学学报,第 39 卷,第 8 期 图 4 不同负载在三种开关频率下的变换器各部分功率损耗 Fig. 4 Comparison of power losses at three switching frequencies in converters under different loads 方向,尤其在大功率电路的应用中更为广泛. 在实际 图 5 损耗仿真模型 Fig. 5 Loss simulation model 的工程应用与设计开发中,为了评估变换器的性能和 效率,常常需要对变换器器件建立一个精确的模型, 来分析半导体器件的静态特性、开关特性和功率损 耗. 一些 文 献 通 过 建 模 来 评 估 SiC 器 件 的 应 用 效 率[18鄄鄄19] . 本文采用 PLECS 软件对变换器的热损耗进 行仿真研究. 借助 PLECS 的热模块,用户可以对电 路进行损耗分析和热分析,避免了繁琐的建模和公 式推导. 根 据 表 1 中 的 技 术 参 数 和 厂 家 提 供 的 CAS120M12BM2 的数据,使用 PLECS 搭建 15 kW 两相 交错 Boost 电路损耗仿真模型,如图 5 所示. 开关器件整体的功率损耗是每个开关脉冲损耗的 总和. 图 6 表示了 SiC MOSFET 变换器工作在输出功 率为 15 kW,开关频率为 20 kHz 时的每个脉冲下的开 通、关断和传导损耗. 由图可知 SiC MOSFET 的主要损 耗是导通损耗,其开关损耗非常小. 通过计算与仿真得出变换器的效率如图 7 所示. 可以看出,变换器的效率随着输出功率和工作频率的 增加而减小,计算效率与仿真效率展现出了很好的一 致性,相对的误差均低于 0郾 5% . ·1228·