完全数字化的异步电动机高性能调速系统

D0I:10.13374/i.issn1001-053x.1992.03.027 第14卷第3期 北京科技大学学报 Vol.14 No.3 1992年5月 Journal of University of Science and Technology Beijing May 1992 完全数字化的异步电动机高性能调速系统 李正熙·张连科·李华德， 搞要：叙述了研制出的完全数字化异步电动机调速系统，主回路采用SPWM变频 器，控制回路采用电流、转速双闭环及具有磁通闭环的矢量控制方式。全系统实现由2片8031 单片微型计算机，并提出了用磁能运算法提取磁通量，以形成磁通闭环的方法，主要谐被之问 的定量分析结论，保证了磁场定向的准确性和降低了转矩的脉动，获得了优良的调速控制性 能。 关键词：异步电动机，矢量控制，双闭环控制，SPWM High Performance Digital Speed-Control System for Induction Motor Li Zhengxi'Zhang Lianke*Li Huade** ABSTRACT:For a VVVF Inverter--fed vector control system of inductino motor,not only realized complet decoupling between the torque and flux curremt vector of induction motor,but also ensured the maxium and constant torque control during the dynamic case if it is regulated by current and speed double control loops.In this paper,the structure of current and speed double loops for SPWM inverter--fed induction motor's vector control system is investigated.For ensurring the flux orientation in case of motor's parameters being changed,flux control loop is realized through calculating magnetic energy of motor.The modulation frequency of SPWM converter is calculated through simulation of several main harmonic components. KEY WORDS:induction motor,vector control,I,S double loops,flux loop control SPWM inverter 1991-09-05收稿 ·吉林电气化专科学校(Jilin College of Electrification) ··北京科技大学(University of Science and Technology Beijing) 348

第 卷第 期 年 月 北 京 科 技 大 学 学 报 。 完全数字化的异步电动 机高性能调速系统 李正 熙 张连科 ’ 李华德 ” 摘 要 叙 述了研制出的完全数字化异步电 动机 调速系 统 ， 主 回 路 采 用 变 频 器 ，控制回路采用电流 、 转速双闭环及具有磁通闭环 的矢量控制方式 。 全 系统实现由 片 单片微型计算机 。 并提出了用磁能运算法提取磁通量 ，以形成磁 通闭环的方法 ， 主要谐波之间 的定量分析结论 ， 保证了 磁场定向的准确性和降低了转矩 的脉 动 ， 获得了优良的调速控制性 能 。 关健饲 异 步电动 机 ， 矢 量控制 ， 双 闭环 控制 ， ‘ ” 戈 宕 “ 二 一 了“ ， ” ， 爪 妞 。 ， 住 一 ‘ “ ， ， 犯 。 ， ， ， 、 勺 一 一 收稿 ， 吉林电气化专科学校 ， 北京科技大学 DOI ：10．13374／j ．issn1001－053x．1992．03．027

1GTR一PWM双闭环矢量控制系统结构及硬件实现电路 系统的结构框图如图1所示，采用1个电流调节器(CR)对定子电流有效值(I:=√I?+I) 进行调节与控制，将定子频率控制信号施加在SPWM调制器的输入端，形成三相平衡的旋转 电压给定矢量。这样要比3个独立的瞬时电流调节器组成的3个电流环结构简单，而且三 相控制准确性高。 控制回路的硬件电路如图2所示。由图可以看出，由2片8031单片微机组成控制核心。 其中，SPWM信号生成和电流环的调节由1片8031和3片Inte!8253专用定时器/计数器组成 的子系统来完成。转速闭环控制、矢量运算及磁通闭环控制由另1片8031组成的子系统来完 成。在每个电流环采样周期，8031·2利用串行口从8031·1接收△I1、01、o:及转差率S信 号。CR的运算和SPWM脉冲形成是独立分别进行的。 在每个三角波周期T。到时，由NTL发出中断信号，进人SPWM计算服务程序中，微机 根据CR输出M值和由值(6=0。+0，=01dt+0,)查得的三角正弦值计算GTR触发脉冲前 沿定时时间t。和宽度定时时间tg1,并把它们分别送给8253·1和8253·2的各3个定时通道 上，系统返回主程序。8253·1和8253·2在脱机状态下自动完成产生SPWM信号的任务。这就 大大节省了CPU工作时，使CR采样周期小于最小脉宽调制周期Tcm1n成为可能，从而保证了 SPiN controller GIR driver K/P XJMe-3 0 1e-.240 Uvercurrent e-jlz signal 1+T2 -KGTR 2-j240 Magnet ic eneryy calculation ·N/T manage M/ 图1双闭环矢量控制系统 Fig.1 Block diagram of double loop control system 电流环的稳定工作。本系统Tcmin=1.6ms,CR采样周期选为1.5ms。 由于定子频率在SR块计算后加入到CR,SR的采样周期和CR采样周期的差应尽量小， 否则导致电动机的U(f不协调，造成磁路饱和甚至过流。SR块计算量较大（矢量运算，磁 能及补偿运算，SR计算等)，当SR块采样周期采用9ms时，电机定子频率o1的给定值和定 子电压给定值M的调节时间上存在的时差最大值为7.5ms,这一时差的存在所造成的影响， 在阶跃给定起动过程中尤为严重，主要是由于频率®1的变化跟不上电压M的变化。为了解决 349

一 双闭环矢量控制系统结构及硬件实现电路 系统的结构框图如 图 所示 。 采用 个电流调 节器 对定子 电流有效值 ， 了 事丁耳 进行调 节与控制 ， 将定子频率控制信号施加在 调制器的输人 端 ， 形成三相 平衡的旋转 电压 给 定矢 量 。 这样要 比 个独 立的 瞬时电流调 节器 组 成的 个 电流环结构简单 ， 而且三 相控制准确性高 。 控制回 路的硬 件电路如图 所示 。 由图可 以看出 ， 由 片 单片微机组成控制核心 。 其中 ， 信号生成和 电流环 的调 节由 片 和 片 专用定时器 计数器组 成 的子系统来完成 。 转速闭环 控制 、 矢量运算及磁 通闭 环 控制 由另 片 组成的子系统来完 成 。 在每个 电流环采样 周期 ， · 利 用 串行 口 从 · 接收 ， 、 、 。 及 转 差 率 信 号 。 的运算和 脉冲形成 是 独 立分别进行的 。 在每个三角波 周期 。 到时 ， 由 发 出中断信号 ， 进 人 计算服务程序中 ， 微机 根据 “ 输 出 值和 由“ 值 “ “ 。 “ 飞 ‘ 十 ” 查得的三角正 弦值计 算 “ 触发 脉 冲前 沿定时时 间 。 ，和 宽度定 时时 间 ， 并把 它们分 别送 给 · 和 · 的 各 个 定 时 通 道 上 ， 系统 返回 主程序 。 · 和 · 在脱机状 态下 自动完成产生 信号的任务 。 这就 大大节省 了 工 作时 ， 使 采样周期小于 最小脉宽调制 周期 二 ， 。 成为可能 ， 从而保证 了 」叶 二 ， － 。 召 一 口 口 一 见 」 一「 气 厂 州 图 双 闭环 矢量控制系统 电流环 的稳定工 作 。 本系统 。 。 二 。 ， 采 样 周期选 为 。 。 由于定子频 率在 块计 算后加 人到 ， 的采样周 期和 采 样周 期的 差应尽量小 ， 否则导致 电动机的 不 协调 ， 造 成磁 路饱和 甚至过 流 。 块计算量较大 矢 量运算 ， 磁 能及 补偿运算 ， 计算等 ， 当 块采样 周期采 用 时 ， 电机定子频 率 。 ，的给定 值和定 子 电压 给定值 的调 节时 间上 存在的时差 最大值为 ， 这一时差的存在所造成的影 响 ， 在阶跃 给定起动过程中尤为严重 ， 主要是 由于频率。 的变化跟不上 电压 的变化 。 为 了 解决

803101 System I System 1i 8031.2 Speed.vector.magnetic 8253 energy cnd flux,requlate WMdS OUTO~2 @1 GATEO and calculation pue 82531PUT0~2 Pulse IrIsIAV1 58 (2) OUTPUT A边r w*狂 8253 M/T A/D 瓜+1 OUT1 OUTO 图2系统硬件框图 Fig.2 Blook diagram of hardware 这个问题，在子系统I的软件设计中，采用起动过程中o:按事先算好的U|f曲线随M值变 化，起动快结束时（由转差率S来判断）脱离U/f曲线自动投入到正常的转差频率控制上， 这样的软硬件结合的方式解决了全数字化双闭环矢量控制系统中存在的3个纯滞后环节之间 的协调问题12)。 2电机参数变化对转子磁通磁场定向的影响及补偿策略 磁场定向为间接控制方式3，其设定磁场定向方程式为： 1 i ωg=TsilM (1) 式中，⊙g为转差角频率的给定值，T为转子电路的时间常数，遭r,分别为同步旋转直 角坐标系上转矩和励磁分量的给定值。由式(1)可知：转子时间常数T?=L2/R2的变化（由 于电机温升使得：发生变化，造成T:变化)，使实际碳场定向（©：=·）与给定值如不 符，导致磁场定向错误，从而系统的运行质量变差。 当电机参数变化而引起定向角偏离设定值的角度为△P✉时，使实际的：r、1M大小不变， 而将给定的定向角也同方向移动一个△中x,则就能保持系统的磁场定向的谁确性。 本文采用磁能补偿法，其基本原理如下：根据异步电机等值电路，一相无功功率P、为： P=oL1,+日L1+合，Llg (2) 其中o1一定子角频率；L1L2'一定、转子（折算到定子侧）漏感；Lm一激磁电感。 为消除(2)式中不可测分量I2,把I2分解为交轴分量和直轴分量，即： 350

多， ， 川 百兹勺 少 巴芝甲曰︸奋口二 祠洲。尸口 又了 · 么卜﹂陀甲月︺一口，，， 多 、 乎 「 、 昌 日 飞 。 〔 八 。 工， 厂 声 多 丁 ， 月 尸 几几雾竺 黔“ 。 多 多 丁 一﹄ 味以 ﹄， 日一﹃、 介爪九巧 图 系统硬件框图 扭 五 这个 ’ 题 ， 在子系统 的软件设计 中 ， 采 用 起动过程 中。 按 事先算好 的 曲线 随对值 变 化 ， 起动快结束时 由转差率 来判断 脱离 曲线 自动投入 到正常 的转 差频率控制上 ， 这样的软硬件结合的方式解决 了全数 字化双闭环矢 量控制系统 中存在的 个纯滞后环节之 间 的协调’ 题 ‘ ” ’ 。 电机参数变化对转子磁通磁场定向 的影响及补偿策略 磁场定向为间接控制方式 〔 ’ ， 其设定磁场定向方程式为 ，’ 夕，，匕川 ， 二」月 一兰 ， ， 百， ， 】 ， 二 主 址 式中 ， 。 含为 转差角频率的 给定值 ， 育为转子电路的时间常数 ， 诊 ， 几分别为 同步旋转 直 角 坐标系上转矩和励磁分 量的 给定值 。 由式 可知 转子时 间常数 二 的变化 由 ， 、 ， ‘ ， ，、 ， ， ， ‘ 二 、 、 ‘ 、 二 二 ， ， 、 二 、 二 于 电机温升使得 发生 变化 ， 造成 变化 ， ，使 实际磁 场定 向 又 。 。 云 · 成声与给定值。 言不 符 ， 导致磁 场定向错误 ， 从而系统的运行质量变 差 。 当 电机参数变化而 弓起 定向角偏离设定值的角度 为△甲 二 时 ， 使实际 的 、 ‘ 大 小不变 ， 而将给定的定向角也 同方 向移动一个 尹 二 ， 则就能保 持系统的磁场定向的准确性 。 本文采 用磁能 补偿 法 ， 其 基本原理 如 下 根据异 步电机等值电路 ， 一相 无功功 率 尸 二 为 ， ， ， 。 ， ， ， 。 八 万叭与 了 ‘ “ 十 万叭 乙 ’ ‘ 了 针 下叭 了益 其中。 一定子 角频率 ‘ 一定 、 转子 折算到定子 侧 漏感 一激磁 电 感 。 为 消除 式中不 可测分 量八 ， 把 分 解为交轴分 量和 直轴分 量 ， 即

14:=1:cos0=I:VRg+(@,L 01L2/ I1201L2' E I2y=Iasind=I3R2'/E (3) E Im=1Lm 从(3)式中解出I2代入到(2)式得： 0:L'1,2+go1L。12 P:=1 (4) Lat: 式中：L:'=L1+Lm+2L23 In+L:' Ln-Let2LaLe 求一相无功能量(Wx=P:d）,并考虑到o1在一个采样周期内变化不大，因而有： .nde合at+合a=i小，da (5) 由于中m2c∞Ia,(5)式可以写成 Tii uido:1-L:112 (6) 式中T一为转速环采样周期。 由(6)式构成的磁通观测器及其调节框图 如图3所示。磁通调节器输出一方面直接去修 Lowpass 01T 正转差频率，另一方面对定子磁通电流进行 修正，这样当转子时间常数发生变化时，保证 “囚 riite 定子磁化电流大小不变，电流矢量偏转一个 图3磁通观测器 △P✉角，完成磁场定向的跟随。 Fig.3 Flux observer 3调节器设计 本系统中，电流环的调节效果，实质上是电压跟随电流。即由电流调节量△I1,根据变频 器和异步电动机数字模型进行电压调节。因此，可以抛开矢量控制的定子电压解耦模型，直 接由电动机等值电路设计调节器。这样，使调节器设计问题大大简化。 把SPWM变频器作为一个近似的惯性环节， K。1(p) G.(p)=1+T,=M(p) (7) 351

一 。 ， ， ， ，二 功二 二屯二二二二二二二二二… 允 笠 乙 。 三 “ 叻二 呈 二 二 。 、 二 从 式 中解出 代人到 式得 二 专 。 ， ‘ 专 。 。 ， 二 式中 了 二 ， 二 ， 二 ， 二 十 犷 一 二 ’ 求一相 无功能 量 二 二 ， 二 ， ， 并考虑到。 在一个采样周期内变化不大 ， 因而有 二 二 歹 · ， 专 ， ‘ ‘ 合 二 ， “ 。 ‘ ‘ 王 一 ‘ 。 ‘ ‘ ， 由于价扩 盖 ， 式可 以写成 功， “ 。 ‘ 一 。 工‘ 一 ， 式中 一为转速环采样周期 。 玄， 由 式 构成的磁通观测器及其调 节框图 ‘犷 如图 所示 。 磁 通调节器输出一方面直接去修 正转差频率 ， 另一方面对定子磁通电流魂进行 修正 ， 这样当转子 时 间常数发生变化时 ， 保证 牡 定子磁 化电流大 小不变 ， 电流矢 量 偏 转 一 个 △， 二 角 ， 完成磁场定向的跟随 。 图 磁 通观侧器 调节器设计 本系统 中 ， 电流环的 调节效果 ， 实质上是电压跟 随电流 。 即 由电流调 节量今 ， 根据变频 器 和异步电动机数字模型进行电压调 节 。 因此 ， 可 以抛开矢量控制的定子 电压解祸模型 ， 直 接由电动机等值 电路设计调 节器 。 这样 ， 使调 节器设计 问题大大 简化 。 把 变频器 作为一个近似的惯性环 节 ， 二 了了， 不 顽面

式中T,一SPWM平均调制时间。 则根据电动机等值电路模型， I1(p) (T2p+1)/R1 1(p)=S(L1L2+(L+L2)Lp2+T1+T)P+1 (8) R1R2' 式中，S一转差率： L+Le: T1=R1 Ta=S(La'+La) R2' 设计出的CR参数为转差率S的自适应参数。在本系统的研制中，CR采用PI调节器，离 散化差分方程的各个因子参数为关于S的线性函数。实际调试结果表明，这种设计方法实用 简单，效果也很好。 SR采用Bang一Bang控制和PI控制的双模调节方式，很好地解决了转差调节的快速性和 系统稳定性之间的矛盾。 4SPWM变频器调制周期的选择 采用改进的对称规则法，进行SPWM调制，脉宽调制公式为： 前潘：t1=之r.〔1+0(ain0:+sin0门 (9) 1 宽度：1=之(Tc-t,i) (10) 其中：Tc一三角波周期，M一CR输出，v。一三角波幅值。 调制后的电动机线电压波形为在半波内斩切B次的1/4周期对称的周期函数，即f(o)= 一∫(ot+π)。显然，f(©)满足狄里赫来收敛条件。则有： π/2 g12434B-4B 图4电动机线电压波彩 Fig.4 Switching waveforms of motor voltage 00 f(f)=>(aasinot+bacosot) D=1 n=偶数时，aa=0,b。=0 ￥/2 n=奇数时，an=」f(oi)ind (11) 352

式中 ， 一 平 均调制时 间 。 则根据 电动 机等值电 路模型 ， 沙 户 壑二丛丝烈孕乒丝丛旦， ， ， 万 式 ‘ 式中 ， 一转差率 ， 二 才 一 ‘ 二 一巧一 ’ 尸 一 户 设计 出的 参数为转差率 的 自适应参数 。 在本系统 的研制 中 ， 采 用 调 节器 ， 离 散化 差分方程 的各个 因子参数为 关于 的线性函数 。 实际调试 结果表 明 ， 这种设计方法 实 用 简单 ， 效果 也很好 。 采用 一 控制和 控制的双模调 节方 式 ， 很好地 解决 了转差调 节的快 速性和 系统稳定性之 间的矛盾 。 变频 器调制周期的选择 采用改进的对称规 则法 ， 进行 调制 ， 脉宽调制公 式为 前沿 ， 二 专 。 〔 尝 专 丁一 ‘ ， ’ ‘ ，‘ ‘ ， ， 〕 宽度 ， 其中 一三角波 周期 一 输 出 。 。 一三角波幅值 。 调制后 的电动机线 电压波 形为在半波 内斩切 声次的 周期对称的周期函 数 ， 即 。 二 一 耐 幻 。 显 然 ， 。 满 足狄里赫 来收敛 条件 。 则有 图 电动机线 电压 波形 。 艺 二 ， · ” ，。 偶数时 ， 。 ， 。 「 奇数时 ， “ 。 二 了