工程科学学报，第39卷.第10期：1565-1574,2017年10月 Chinese Journal of Engineering,Vol.39,No.10:1565-1574,October 2017 D0L:10.13374/j.issn2095-9389.2017.10.016;htp:/journals.ustb.edu.cn 车载超高速永磁无刷电机驱动器 张前，冯 明四，陈俊，任天明 北京科技大学机械工程学院，北京100083 ☒通信作者，E-mail:mingfeng(@me.usth.cedu.cn 摘要超高速永磁无刷电机因其低电感和高换相频率而普遍面临转子与定子过热的困扰，而发热的一个重要原因是进行 脉冲宽度调制(PWM)引起的高频电流谐波.对于逆变器处直接斩波调速方式，需要通过提高斩波频率以减小电流谐波.但 对于像燃料电池汽车空压机用10kW级电机驱动器，现有功率开关器件无法同时满足开关频率和功率的要求.因此在逆变 器处斩波调速并不是驱动超高速永磁无刷电机的理想方案.为了减小定转子损耗，本文从减小电流谐波的角度出发，设计了 一台前置Bk变换器无位置传感器控制方波驱动器.通过反电动势滤波电路以及换相位置补偿角的优化设计将无位置控 制的适用范围扩展到3000~100000r·min',对开发过程中遇到的关键问题进行了分析并提出了相应解决方案.最后，通过 实验验证了该驱动器的控制性能. 关键词涡流损耗；燃料电池；Bu©k变换器；超高速电机；空压机 分类号TM351 A vehicle mounted super high speed permanent magnet brushless motor drive ZHANG Qian,FENG Ming,CHEN Jun,REN Tian-ming School of Mechanical Engineering.University of Science and Technology Beijing,Beijing 100083,China Corresponding author,E-mail:mingfeng@me.ustb.edu.cn ABSTRACT Because of lower inductance and higher commutation frequency,caused by high-frequency current harmonics induced by the PWM control,super high speed permanent magnet brushless motors commonly face overheating of both the rotor and stator.For chopping directly at the inverter,the frequency should be increased to reduce the current harmonics.But for the 10kW class motor drives used in the air compressors of fuel cell vehicles,the power switch devices currently do not fulfill the needs of switch frequency and power simultaneously.Therefore,it is not a good choice to regulate the speed by chopping at the inverter.Aimed at reducing los- ses in the stators and rotors,this paper presented the design of a pre-Buck square wave drive for reducing current harmonics.By opti- mizing the back electromotive force (EMF)filter circuit and commutation compensation angle,the operation range of sensorless control CAN was extended to 3000-100000rmin.The key points encountered during the drive development were analyzed and solutions proposed.Finally,the excellent performance of the drive was demonstrated by experiment. KEY WORDS eddy current loss;fuel cell;Buck converter;super high speed motors;air compressor 随着丰田Mirai燃料电池汽车的量产，燃料电池汽 体效率，因此被认为是驱动空气压缩机等超高速旋转 车的发展开始进入快车道，这对作为燃料电池汽车空 机械的最佳选择之一· 气处理系统关键零部件之一的空气压缩机提出了更高 在超高速永磁无刷电机中，由定子电流谐波引起的 的要求.超高速永磁无刷电机具有功率密度大、体积 涡流损耗是电机损耗的重要成分，对于定子涡流损耗可 紧凑、效率高等优点，可以极大减小整机尺寸，提高整 以采用减小硅钢片厚度，水冷等措施，但是对于转子涡流 收稿日期：2016-12-07 基金项目：国家“863"计划资助项目(SS2012AA110501)
工程科学学报,第 39 卷,第 10 期:1565鄄鄄1574,2017 年 10 月 Chinese Journal of Engineering, Vol. 39, No. 10: 1565鄄鄄1574, October 2017 DOI: 10. 13374 / j. issn2095鄄鄄9389. 2017. 10. 016; http: / / journals. ustb. edu. cn 车载超高速永磁无刷电机驱动器 张 前, 冯 明苣 , 陈 俊, 任天明 北京科技大学机械工程学院, 北京 100083 苣通信作者, E鄄mail:mingfeng@ me. ustb. edu. cn 摘 要 超高速永磁无刷电机因其低电感和高换相频率而普遍面临转子与定子过热的困扰,而发热的一个重要原因是进行 脉冲宽度调制(PWM)引起的高频电流谐波. 对于逆变器处直接斩波调速方式,需要通过提高斩波频率以减小电流谐波. 但 对于像燃料电池汽车空压机用 10 kW 级电机驱动器,现有功率开关器件无法同时满足开关频率和功率的要求. 因此在逆变 器处斩波调速并不是驱动超高速永磁无刷电机的理想方案. 为了减小定转子损耗,本文从减小电流谐波的角度出发,设计了 一台前置 Buck 变换器无位置传感器控制方波驱动器. 通过反电动势滤波电路以及换相位置补偿角的优化设计将无位置控 制的适用范围扩展到 3000 ~ 100000 r·min - 1 ,对开发过程中遇到的关键问题进行了分析并提出了相应解决方案. 最后,通过 实验验证了该驱动器的控制性能. 关键词 涡流损耗; 燃料电池; Buck 变换器; 超高速电机; 空压机 分类号 TM351 A vehicle mounted super high speed permanent magnet brushless motor drive ZHANG Qian, FENG Ming 苣 , CHEN Jun, REN Tian鄄ming School of Mechanical Engineering, University of Science and Technology Beijing, Beijing 100083, China 苣Corresponding author, E鄄mail: mingfeng@ me. ustb. edu. cn ABSTRACT Because of lower inductance and higher commutation frequency, caused by high鄄frequency current harmonics induced by the PWM control, super high speed permanent magnet brushless motors commonly face overheating of both the rotor and stator. For chopping directly at the inverter, the frequency should be increased to reduce the current harmonics. But for the 10 kW class motor drives used in the air compressors of fuel cell vehicles, the power switch devices currently do not fulfill the needs of switch frequency and power simultaneously. Therefore, it is not a good choice to regulate the speed by chopping at the inverter. Aimed at reducing los鄄 ses in the stators and rotors, this paper presented the design of a pre鄄Buck square wave drive for reducing current harmonics. By opti鄄 mizing the back electromotive force (EMF) filter circuit and commutation compensation angle, the operation range of sensorless control CAN was extended to 3000 - 100000 r·min - 1 . The key points encountered during the drive development were analyzed and solutions proposed. Finally, the excellent performance of the drive was demonstrated by experiment. KEY WORDS eddy current loss; fuel cell; Buck converter; super high speed motors; air compressor 收稿日期: 2016鄄鄄12鄄鄄07 基金项目: 国家“863冶计划资助项目(SS2012AA110501) 随着丰田 Mirai 燃料电池汽车的量产,燃料电池汽 车的发展开始进入快车道,这对作为燃料电池汽车空 气处理系统关键零部件之一的空气压缩机提出了更高 的要求. 超高速永磁无刷电机具有功率密度大、体积 紧凑、效率高等优点,可以极大减小整机尺寸,提高整 体效率,因此被认为是驱动空气压缩机等超高速旋转 机械的最佳选择之一. 在超高速永磁无刷电机中,由定子电流谐波引起的 涡流损耗是电机损耗的重要成分,对于定子涡流损耗可 以采用减小硅钢片厚度,水冷等措施,但是对于转子涡流
·1566· 工程科学学报，第39卷，第10期 损耗，却没有理想的应对方式，且转子处于电机本体内部， 直接进行斩波，其中包括方波脉冲宽度调制、正弦脉冲 散热条件差，极易造成热量累积导致磁钢过热甚至退磁， 宽度调制、空间矢量脉冲宽度调制]等.由于超高速 对于滑动轴承电机更是如此.由于实验电机所用的水润 永磁无刷电机自身电感极小，一般在100μH以内，如 滑动压轴承是靠水膜产生支撑力，因此，轴与轴瓦之间的 此小的电感导致斩波造成的电流波动非常严重，而高 间隙对于电机稳定运行至关重要，随着转子温度上升，轴 频波动的电流是引起涡流损耗的重要因素.减小电流 与轴瓦间十几微米的间隙被逐步压缩，很容易造成抱轴 波动最直接的办法是提高斩波频率，以减小电流波动 事故.鉴于上述原因，如何减小涡流损耗尤其是转子涡流 的幅值，文献「51已经通过实验证实，随脉冲宽度调制 损耗成为超高速永磁无刷电机研究中必须考虑的问题。 调制频率上升，产生的电流谐波会显著减少.文献 国内外学者对超高速永磁无刷电机涡流损耗进行 [11]中指出，对于自身电感较低的电机，要得到比较 了许多研究，如Fouladgar和Chauveau分析了电流谐 理想的调制电流，理想开关频率需达到200kHz以上 波对于电机转子温升的影响，指出了高频电流谐波是 但是大多数情况下，目前市场上的功率开关器件包括 转子温升的重要诱因：高鹏飞等[]和周凤争等3]均对 金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)和绝缘栅 定子槽数、槽宽、气隙长度等对涡流损耗的影响进行了 双极型晶体管(IGBT)等，无法同时达到开关频率和功 理论分析和建模，但定子结构优化对减小定子涡流损 率要求，并且随着开关频率的上升，其开关损耗也会急 耗作用比较明显，对减小转子涡流损耗没有明显效果； 剧增加)]，所以如何在没有大功率高频开关器件的情 Cavagnino等[研究了三种永磁体分块方式对减小转 况下给电机提供相对纯净的电流成为超高速永磁无刷 子涡流损耗的影响，但是该方法极大地增加了转子成 电机驱动器开发面临的重要问题，也是中大功率超高 本且不适用于高速场合.目前对于定子或转子涡流损 速电机驱动器研发普遍面临的难题. 耗的研究主要集中在如何改进电机机械结构或优化电 出于上述考虑，本驱动器在逆变器前加降压式变 磁设计，对于不同控制方式对转子涡流损耗影响的研 换电路(Buck变换器)，通过Buck变换器调节直流母 究相对较少，Khomfoi等)从理论方面分析了脉冲宽度 线电压进行调速，在逆变器处只进行换相，从而消除脉 调制(PWM)对于涡流损耗的影响并进行了实验，证实 冲宽度调制斩波造成的电流谐波[).虽然该控制方 了高频脉冲宽度调制斩波会极大的增加电机铁损：Ho 式会不可避免地造成Buk变换器斩波开关的损耗，但 seinpour与Ghazit提出了一种并联有源滤波器(SAF) 是可以减小逆变器和定转子的损耗，从而避免电机定 法来减小电流谐波的技术，但是该方法极大增加了设 转子过热.Buck变换器增加的损耗位于驱动器内，可 计成本和控制复杂性，并不是非常实用：Caricchi等[) 以通过驱动器的冷却系统散热，因而从一定角度说，该 提出了一种针对电机的Buck-Boost电路，但是其主要 方案是将难以散热的电机定转子损耗转移到了易于散 分析的是该Buck-Boost电路的设计要点及性能，并未 热的驱动器中 将其与实际的电机驱动器结合起来研究：邹继斌等[] 为了验证该方案的可行性，设计了一台滚珠轴承 就驱动方式对永磁无刷直流电机损耗的影响进行了分 实验验证机进行定转子温升实验，如图1所示，轴后端 析，但是分析过程未考虑脉冲宽度调制的影响，由于超 开孔以通过红外测温仪监测转子磁钢温度，通过埋在 高速电机低电感和低内阻的特点，脉冲宽度调制引起 电机绕组中的PT100温度传感器测量定子温度，定子 的电流谐波是损耗分析中必须考虑的成分，因此，其结 通过机壳上的水冷管道散热 果并不适用于超高速电机：赵南南等[]从理论上分析 了方波脉冲宽度调制驱动与方波驱动对热损耗的影 响，通过损耗分析发现，脉冲宽度调制的存在会极大增 加电流的谐波成分，从而引起热损耗的增加 本文从驱动策略的角度出发，立足于减小电枢电 流中斩波引起的电流谐波，开发出了一套适用于燃料 电池汽车空气压缩机的超高速永磁无刷电机方波驱动 图1滚珠轴承实验验证机 器.文中对超高速电机无位置传感器控制中面临的启 Fig.1 Verification machine with ball bearings 动和换相精度等问题均进行了详细的分析并提出了独 到的解决方案，最终，通过实验验证了该驱动器能有效 为了验证斩波对定转子发热的影响，分别以方波 降低因高频斩波引起的损耗. 驱动和方波脉冲宽度调制驱动（后文简称“脉冲宽度 调制驱动”)进行实验，每隔5000r·min进行一组实 1电机控制方式选择 验并记录其稳定后的温度，实验结果如图2所示.从 目前永磁无刷电机的主要驱动方式是在逆变器处 图中可以看出，同样转速下，方波驱动时定子和转子的
工程科学学报,第 39 卷,第 10 期 损耗,却没有理想的应对方式,且转子处于电机本体内部, 散热条件差,极易造成热量累积导致磁钢过热甚至退磁, 对于滑动轴承电机更是如此. 由于实验电机所用的水润 滑动压轴承是靠水膜产生支撑力,因此,轴与轴瓦之间的 间隙对于电机稳定运行至关重要,随着转子温度上升,轴 与轴瓦间十几微米的间隙被逐步压缩,很容易造成抱轴 事故. 鉴于上述原因,如何减小涡流损耗尤其是转子涡流 损耗成为超高速永磁无刷电机研究中必须考虑的问题. 国内外学者对超高速永磁无刷电机涡流损耗进行 了许多研究,如 Fouladgar 和 Chauveau [1]分析了电流谐 波对于电机转子温升的影响,指出了高频电流谐波是 转子温升的重要诱因;高鹏飞等[2] 和周凤争等[3] 均对 定子槽数、槽宽、气隙长度等对涡流损耗的影响进行了 理论分析和建模,但定子结构优化对减小定子涡流损 耗作用比较明显,对减小转子涡流损耗没有明显效果; Cavagnino 等[4]研究了三种永磁体分块方式对减小转 子涡流损耗的影响,但是该方法极大地增加了转子成 本且不适用于高速场合. 目前对于定子或转子涡流损 耗的研究主要集中在如何改进电机机械结构或优化电 磁设计,对于不同控制方式对转子涡流损耗影响的研 究相对较少,Khomfoi 等[5]从理论方面分析了脉冲宽度 调制(PWM)对于涡流损耗的影响并进行了实验,证实 了高频脉冲宽度调制斩波会极大的增加电机铁损;Ho鄄 seinpour 与 Ghazi [6]提出了一种并联有源滤波器( SAF) 法来减小电流谐波的技术,但是该方法极大增加了设 计成本和控制复杂性,并不是非常实用;Caricchi 等[7] 提出了一种针对电机的 Buck鄄鄄Boost 电路,但是其主要 分析的是该 Buck鄄鄄Boost 电路的设计要点及性能,并未 将其与实际的电机驱动器结合起来研究;邹继斌等[8] 就驱动方式对永磁无刷直流电机损耗的影响进行了分 析,但是分析过程未考虑脉冲宽度调制的影响,由于超 高速电机低电感和低内阻的特点,脉冲宽度调制引起 的电流谐波是损耗分析中必须考虑的成分,因此,其结 果并不适用于超高速电机;赵南南等[9] 从理论上分析 了方波脉冲宽度调制驱动与方波驱动对热损耗的影 响,通过损耗分析发现,脉冲宽度调制的存在会极大增 加电流的谐波成分,从而引起热损耗的增加. 本文从驱动策略的角度出发,立足于减小电枢电 流中斩波引起的电流谐波,开发出了一套适用于燃料 电池汽车空气压缩机的超高速永磁无刷电机方波驱动 器. 文中对超高速电机无位置传感器控制中面临的启 动和换相精度等问题均进行了详细的分析并提出了独 到的解决方案,最终,通过实验验证了该驱动器能有效 降低因高频斩波引起的损耗. 1 电机控制方式选择 目前永磁无刷电机的主要驱动方式是在逆变器处 直接进行斩波,其中包括方波脉冲宽度调制、正弦脉冲 宽度调制、空间矢量脉冲宽度调制[10] 等. 由于超高速 永磁无刷电机自身电感极小,一般在 100 滋H 以内,如 此小的电感导致斩波造成的电流波动非常严重,而高 频波动的电流是引起涡流损耗的重要因素. 减小电流 波动最直接的办法是提高斩波频率,以减小电流波动 的幅值,文献[5]已经通过实验证实,随脉冲宽度调制 调制频率上升,产生的电流谐波会显著减少. 文献 [11]中指出,对于自身电感较低的电机,要得到比较 理想的调制电流,理想开关频率需达到 200 kHz 以上. 但是大多数情况下,目前市场上的功率开关器件包括 金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)和绝缘栅 双极型晶体管(IGBT)等,无法同时达到开关频率和功 率要求,并且随着开关频率的上升,其开关损耗也会急 剧增加[12] ,所以如何在没有大功率高频开关器件的情 况下给电机提供相对纯净的电流成为超高速永磁无刷 电机驱动器开发面临的重要问题,也是中大功率超高 速电机驱动器研发普遍面临的难题. 出于上述考虑,本驱动器在逆变器前加降压式变 换电路(Buck 变换器),通过 Buck 变换器调节直流母 线电压进行调速,在逆变器处只进行换相,从而消除脉 冲宽度调制斩波造成的电流谐波[13鄄鄄14] . 虽然该控制方 式会不可避免地造成 Buck 变换器斩波开关的损耗,但 是可以减小逆变器和定转子的损耗,从而避免电机定 转子过热. Buck 变换器增加的损耗位于驱动器内,可 以通过驱动器的冷却系统散热,因而从一定角度说,该 方案是将难以散热的电机定转子损耗转移到了易于散 热的驱动器中. 为了验证该方案的可行性,设计了一台滚珠轴承 实验验证机进行定转子温升实验,如图 1 所示,轴后端 开孔以通过红外测温仪监测转子磁钢温度,通过埋在 电机绕组中的 PT100 温度传感器测量定子温度,定子 通过机壳上的水冷管道散热. 图 1 滚珠轴承实验验证机 Fig. 1 Verification machine with ball bearings 为了验证斩波对定转子发热的影响,分别以方波 驱动和方波脉冲宽度调制驱动(后文简称“脉冲宽度 调制驱动冶)进行实验,每隔 5000 r·min - 1进行一组实 验并记录其稳定后的温度,实验结果如图 2 所示. 从 图中可以看出,同样转速下,方波驱动时定子和转子的 ·1566·
张前等：车载超高速永磁无刷电机驱动器 ·1567· 平衡温度均低于脉冲宽度调制驱动，且随着转速升高， h 两种驱动方式引起的温差有继续增大的趋势.通过该 实验可以看出，方波驱动在定转子上引起的温升明显 小于脉冲宽度调制驱动，这就为本文选择方波驱动作 空压机机动 为最终设计方案提供了实验依据. 110 一方波定子 100 。一方波转子 图3空气压缩机系统实物图.(a)空气压缩机：(b)电机驱 90 盒一PWM定子 动器 一PWM转子 o Fig.3 Picture of the air compressor system:(a)air compressor: 转子 (b)motor driver 70 60 表1空气压缩机电机参数 50 Table 1 Air compressor motor parameters 0 电机参数 设计值 30 定子 额定功率/kW 12 1000015000200002500030000350004000045000 额定转速/(r·miml) 100000 转速rmin 极对数 1 图2方波及脉神宽度调制驱动下定转子温升 线电感/μH 0 Fig.2 Temperature rise of stators and rotors under square and PWM 线电阻/m2 40 drives 额定电压/V 250 2驱动器关键技术研究 额定电流/A 50 电池电压/V 250~420 2.1驱动系统概述 反电动势 正弦 图3所示为100000rmin1、12kW的燃料电池汽 车空压机用超高速永磁无刷电机（图3(a)及其驱动 的可以随控制要求改变的直流电压V。.驱动器采用无 器（图3(b)),电机设计参数如表1所示.由于车辆中 位置传感器控制5-)，通过硬件对反电动势信号V。、 存在水冷系统，因此在电机定子外壳及驱动器底部均 V和V进行处理，得到反电动势过零点信号S、S和 设有水冷，采用水冷系统不仅可以达到更好的冷却效 S。,逻辑控制模块通过三相过零点信号来计算速度和 果而且可以极大地减小驱动器的体积.驱动器中损耗 控制逆变器导通方式，采用PI调节器改变占空比并将 较大的器件，包括Buck变换器电感、滤波电容和斩波 脉冲宽度调制信号送入Bu©k变换器中以实现速度闭 开关以及三相逆变器均固定于水冷底板，以增强散热 环控制，驱动器可以通过联合测试工作组(TAG)模块 效果 进行调试，通过控制器局域网络(CAN)总线模块与燃 驱动系统结构框图如图4所示，通过前置Bu©k变 料电池汽车上位机进行通讯，电流传感器模块可以实 换器对输入电压'进行调节，给逆变器提供一个稳定 现电流监测和保护 逆变器 Buck 无刷 变换器 电机 电流 传感器 TAG 逻辑控制 反电势 上位机 处理 CAN总线 图4驱动系统结构框图 Fig.4 Structure diagram of the drive system
张 前等: 车载超高速永磁无刷电机驱动器 平衡温度均低于脉冲宽度调制驱动,且随着转速升高, 两种驱动方式引起的温差有继续增大的趋势. 通过该 实验可以看出,方波驱动在定转子上引起的温升明显 小于脉冲宽度调制驱动,这就为本文选择方波驱动作 为最终设计方案提供了实验依据. 图 2 方波及脉冲宽度调制驱动下定转子温升 Fig. 2 Temperature rise of stators and rotors under square and PWM drives 2 驱动器关键技术研究 2郾 1 驱动系统概述 图 3 所示为 100000 r·min - 1 、12 kW 的燃料电池汽 车空压机用超高速永磁无刷电机(图 3( a))及其驱动 图 4 驱动系统结构框图 Fig. 4 Structure diagram of the drive system 器(图 3(b)),电机设计参数如表 1 所示. 由于车辆中 存在水冷系统,因此在电机定子外壳及驱动器底部均 设有水冷,采用水冷系统不仅可以达到更好的冷却效 果而且可以极大地减小驱动器的体积. 驱动器中损耗 较大的器件,包括 Buck 变换器电感、滤波电容和斩波 开关以及三相逆变器均固定于水冷底板,以增强散热 效果. 驱动系统结构框图如图 4 所示,通过前置 Buck 变 换器对输入电压Vi进行调节,给逆变器提供一个稳定 图 3 空气压缩机系统实物图 郾 ( a) 空气压缩机; ( b) 电机驱 动器 Fig. 3 Picture of the air compressor system: ( a) air compressor; (b) motor driver 表 1 空气压缩机电机参数 Table 1 Air compressor motor parameters 电机参数 设计值 额定功率/ kW 12 额定转速/ (r·min - 1 ) 100000 极对数 1 线电感/ 滋H 80 线电阻/ m赘 40 额定电压/ V 250 额定电流/ A 50 电池电压/ V 250 ~ 420 反电动势 正弦 的可以随控制要求改变的直流电压 Vo . 驱动器采用无 位置传感器控制[15鄄鄄19] ,通过硬件对反电动势信号 Va、 Vb和 Vc进行处理,得到反电动势过零点信号 Sa、Sb和 Sc,逻辑控制模块通过三相过零点信号来计算速度和 控制逆变器导通方式,采用 PI 调节器改变占空比并将 脉冲宽度调制信号送入 Buck 变换器中以实现速度闭 环控制,驱动器可以通过联合测试工作组( JTAG)模块 进行调试,通过控制器局域网络(CAN)总线模块与燃 料电池汽车上位机进行通讯,电流传感器模块可以实 现电流监测和保护. ·1567·
·1568· 工程科学学报，第39卷，第10期 2.2双电平启动策略 5000 超高速永磁无刷电机控制存在的一个重要难题就 反电动势稳定 是启动阶段电压及电流的控制.因为超高速电机低内 阻和低电感的特点，绕组电压及电流控制难度较大，尤 4000 其在低速时所需的电压很低，理论上需要很低的占空 比.以100000r·min电机为例，在低转速时所需的占 空比低于10%，但是，对于斩波控制，当占空比低于 3000 10%时其效率以及输出电压的质量均会明显降低，因 此仅仅通过一级斩波（逆变器处斩波或者Buk变换 反电动势不稳定 器斩波)难以达到理想的启动效果.为了解决该问题， 200 0.1 0.5 本驱动器在启动及低速阶段采用Buk与逆变器共同 5 10 K 调压的双电平启动方式，中高速阶段则采用仅Buk调 图5不同K,下的启动效果 压的单电平调压方式.忽略功率管开关时间的影响， Fig.5 Startup performances at different Ka 供给电机的电压有效值)。与输入电压及占空比的关 系如下 此时，Buck变换器输出电压与逆变器输出等效电压是 不同的：在8000r·min之后，逆变器占空比恒为 = VDD,(n<na-△n); (1) 100%,此时由双电平调压变为单电平调压，Buck变换 VD., (n>na+△n). 器输出电压与逆变器输出的等效电压相同 式中，D为Buck变换器占空比，D为逆变器占空比，n 100 -学-100 为实际转速，n为调压方式切换的转速基准值，△n是 一Buck输出电压 ·逆变器输出电压 滞环控制的阈值，当转速由低到高时调压方式切换点 -★-Buck占空比 80 为na+△n,当转速由高到低时，调压方式切换点为 平-逆变器占空比 760 na-△n. 从式(1)可以看出，双电平启动阶段要给电机提 40 供同样的电压有效值，D,和D,可以有多种不同的组 20 20 合.因此，设低速阶段两个占空比的比值为 ,ne(0,1,De(0,1小 K=D (2) 4000 8000120001600020000 转速rmin少 为了选择最佳的占空比组合，本驱动器以文献 图6启动阶段电压调节过程 [19]所提半闭环启动法为启动方案，在保证供给空压 Fig.6 Voltage regulation process for the startup stage 机相同的有效电压的条件下改变占空比比值K,通过 为了对比不同启动方式对电机启动效率的影响， 驱动器控制器局域网络通讯接口输出反电动势信号稳 采用直接脉冲宽度调制启动和双电平启动(K,=0.5) 定时的最低转速，实验测得的结果如图5，曲线上方为 进行实验.实验中使空压机在相同的时间内从静止加 反电动势信号稳定的区域，曲线下方为反电动势信号 速至10000r~min,从电机三相输入端测量功率并积 不稳定的区域。从图中可以看出，占空比比值K为 分，得到该阶段输入到电机内的有效功，实验中Buck 0.5时反电动势信号稳定时的最低转速最小，说明此 变换器及逆变器斩波均采用16kHz的斩波频率，得到 时最容易得到稳定的反电动势信号.因此，启动及低 的不同母线电压下的实验结果如图7所示.从图中可 速运行过程中按照D,:D:=1:2进行双电平调压，当转 以看出，采用直接脉冲宽度调制启动所需要的输人功 速超过na+△n后切换到Buck变换器单电平调压 大于双电平启动方式，说明了直接脉冲宽度调制启动 方式. 效率低于双电平启动，这主要是因为直接脉冲宽度调 以K为0.5，启动电压为400V,na为7000r· 制：(1)启动阶段占空比极低，启动电压控制不准确， minl,△n为1000r·min1进行启动实验，分别提取启难以尽快切换到正常反电动势运行：(2)高压直接斩 动过程中Buck变换器的占空比和输出电压，以及三相 波，造成的电流谐波幅值较大，造成的涡流损耗也比较 逆变器处的占空比和逆变器输出的等效电压，实验结严重.而双电平启动方式通过两级斩波，可以使每级 果如图6所示，其中实线代表输出的等效电压，虚线代 斩波的占空比均处于正常范围，保证了启动电压的稳 表对应的占空比.从图中可以看出，在8000rmin'之 定性，同时，供给逆变器的直流电压已经经过一次降 前采用双电平调压，Buck变换器与逆变器同时斩波， 压，此时逆变器处斩波在定子绕组中引起的电流谐波
工程科学学报,第 39 卷,第 10 期 2郾 2 双电平启动策略 超高速永磁无刷电机控制存在的一个重要难题就 是启动阶段电压及电流的控制. 因为超高速电机低内 阻和低电感的特点,绕组电压及电流控制难度较大,尤 其在低速时所需的电压很低,理论上需要很低的占空 比. 以 100000 r·min - 1电机为例,在低转速时所需的占 空比低于 10% ,但是,对于斩波控制,当占空比低于 10% 时其效率以及输出电压的质量均会明显降低,因 此仅仅通过一级斩波(逆变器处斩波或者 Buck 变换 器斩波)难以达到理想的启动效果. 为了解决该问题, 本驱动器在启动及低速阶段采用 Buck 与逆变器共同 调压的双电平启动方式,中高速阶段则采用仅 Buck 调 压的单电平调压方式. 忽略功率管开关时间的影响, 供给电机的电压有效值 V寛m 与输入电压及占空比的关 系如下 V寛m = Vi·Db·Di, (n < nset - 驻n); { Vi·Db , (n > nset + 驻n)郾 (1) 式中,Db为 Buck 变换器占空比,Di为逆变器占空比,n 为实际转速,nset为调压方式切换的转速基准值,驻n 是 滞环控制的阈值,当转速由低到高时调压方式切换点 为 nset + 驻n,当转速由高到低时,调压方式切换点为 nset - 驻n. 从式(1)可以看出,双电平启动阶段要给电机提 供同样的电压有效值,Db 和 Di 可以有多种不同的组 合. 因此,设低速阶段两个占空比的比值为 Kd = Db Di ,Db沂(0,1],Di沂(0,1]. (2) 为了选择最佳的占空比组合,本驱动器以文献 [19]所提半闭环启动法为启动方案,在保证供给空压 机相同的有效电压的条件下改变占空比比值 Kd ,通过 驱动器控制器局域网络通讯接口输出反电动势信号稳 定时的最低转速,实验测得的结果如图 5,曲线上方为 反电动势信号稳定的区域,曲线下方为反电动势信号 不稳定的区域. 从图中可以看出,占空比比值 Kd 为 0郾 5 时反电动势信号稳定时的最低转速最小,说明此 时最容易得到稳定的反电动势信号. 因此,启动及低 速运行过程中按照 Db 颐 Di = 1颐 2进行双电平调压,当转 速超过 nset + 驻n 后切换到 Buck 变换器单电平调压 方式. 以 Kd 为 0郾 5, 启动电压为 400 V, nset 为 7000 r· min - 1 ,驻n 为 1000 r·min - 1 进行启动实验,分别提取启 动过程中 Buck 变换器的占空比和输出电压,以及三相 逆变器处的占空比和逆变器输出的等效电压,实验结 果如图 6 所示,其中实线代表输出的等效电压,虚线代 表对应的占空比. 从图中可以看出,在 8000 r·min - 1之 前采用双电平调压,Buck 变换器与逆变器同时斩波, 图 5 不同 Kd下的启动效果 Fig. 5 Startup performances at different Kd 此时,Buck 变换器输出电压与逆变器输出等效电压是 不同的; 在 8000 r·min - 1 之 后, 逆 变 器 占 空 比 恒 为 100% ,此时由双电平调压变为单电平调压,Buck 变换 器输出电压与逆变器输出的等效电压相同. 图 6 启动阶段电压调节过程 Fig. 6 Voltage regulation process for the startup stage 为了对比不同启动方式对电机启动效率的影响, 采用直接脉冲宽度调制启动和双电平启动(Kd = 0郾 5) 进行实验. 实验中使空压机在相同的时间内从静止加 速至 10000 r·min - 1 ,从电机三相输入端测量功率并积 分,得到该阶段输入到电机内的有效功,实验中 Buck 变换器及逆变器斩波均采用 16 kHz 的斩波频率,得到 的不同母线电压下的实验结果如图 7 所示. 从图中可 以看出,采用直接脉冲宽度调制启动所需要的输入功 大于双电平启动方式,说明了直接脉冲宽度调制启动 效率低于双电平启动,这主要是因为直接脉冲宽度调 制:(1)启动阶段占空比极低,启动电压控制不准确, 难以尽快切换到正常反电动势运行; (2)高压直接斩 波,造成的电流谐波幅值较大,造成的涡流损耗也比较 严重. 而双电平启动方式通过两级斩波,可以使每级 斩波的占空比均处于正常范围,保证了启动电压的稳 定性,同时,供给逆变器的直流电压已经经过一次降 压,此时逆变器处斩波在定子绕组中引起的电流谐波 ·1568·
张前等：车载超高速永磁无刷电机驱动器 ·1569· 相对较小.本研究利用方波驱动特有的拓扑结构，在 启动阶段采用双电平启动，保证了方波驱动在启动阶 段效率高于脉冲宽度调制驱动. 400 一。一直接PWM 。一双电平 380 360 320 下C4 300 GND GND 282950275300325350375400425450 图8反电动势过零点检测电路 母线电压/W Fig.8 Circuit for back EMF zero-crossing point detection 图7启动阶段能量消耗对比 组成的分压滤波电路在高速时引起的反电动势过零点 Fig.7 Power cost comparison of startup stages 相位延时会超过30°，普遍采用的30°相位延时法在高 2.3换相位置检测 速时无法使用，因此采用反电动势过零点相位延时 反电动势信号检测电路如图8所示，R1一R6为反 90°的方法.从滤除干扰信号角度来看，滤波电容越大 电动势分压电阻，其值表示为R,一R。,C1、C2和C3为 越好，但是必须注意到，加入滤波电容以后，分压电路 滤波电容，其值表示为C,、C,和C,R7、R8和R9为运 的分压比从R,/R变为- R2 算用电阻，S、S和S为比较后输出的三相反电动势信 (2C,RR)2+(R,+R,)' 号.本驱动器采用反电动势过零点比较电路提取反电 因此过大的电容仍会导致难以检测到稳定的反电动势 动势信号，反电动势端电压V,、V和V经分压滤波以 信号.结合上述分析以及实验结果，滤波电容取值为2 后输入到电压比较器的反向输入端，N点为虚拟中性 ~3倍C时，既可以保证反电动势信号稳定，又可以 点，与正向输入端相连.电容C4用于滤除虚拟中性点 较好的滤除钳位电压的干扰 N中含有的高次谐波.其中，电阻R1、R2和C1(R3、 反电动势信号检测存在的另一问题是：滤波电容 R4、C2或R5、R6、C3)构成的分压滤波电路是该部分 取值为2~3倍C时，分压滤波电路引起的相位延时 设计的关键，以V,路反电动势处理电路为例，分压电 在工作区间内随转速存在明显变化.随转速增加，分 路部分设计需要达到的目标有：(1)在尽可能低的转 压滤波电路引起的相位延时角处于由0°向90°变化的 速下检测到稳定的反电动势信号；(2)在所有运行条 过程，因此必须通过软件延时将其换相延时角补偿到 件下保证分压滤波以后的电压在电压比较器可以承受 90°，外加补偿角为 的电压范围内 2TfR R2C a=90°-arctan (3) 上述两目标对分压比R,/R,的要求是截然相反 R1+R2 的，目标(1)要求分压比尽可能小，这样有利于在较低 转速下获得准确的反电动势：目标(2)要求分压比必 须大于一定阈值，保证在最高转速下，分压滤波后得到 70 的电压依然在电压比较器承受范围内.根据上述两目 200 标，分压比可以初步选定为满足目标(2)的最小分 100 压比. 如图9所示为相电流及相反电动势仿真波形，高 2 时间ms 速带载时，由于电流较大，电机换相的续流时间变长， 图9100000r·min1带载仿真波形 从而导致钳位电压持续时间变长.R1、2和C1构成 Fig.9 Simulation results at 100000 r.min-with load 的分压滤波电路需要保证在所有工况下均可以滤除钳 位电压的干扰.通过仿真可以得到保证反电动势检测 上文所述分压滤波电路所造成的相位延时是由于 电路有效滤除钳位电压干扰的最小电容值为C·由 滤波引起的，结合补偿公式(3)可以使换相位置处于 于超高速电机转速范围跨度较大，由C与分压电路 反电势过零点延时90°位置.该方法在小功率情况下
张 前等: 车载超高速永磁无刷电机驱动器 相对较小. 本研究利用方波驱动特有的拓扑结构,在 启动阶段采用双电平启动,保证了方波驱动在启动阶 段效率高于脉冲宽度调制驱动. 图 7 启动阶段能量消耗对比 Fig. 7 Power cost comparison of startup stages 2郾 3 换相位置检测 反电动势信号检测电路如图 8 所示,R1—R6 为反 电动势分压电阻,其值表示为 R1—R6 ,C1、C2 和 C3 为 滤波电容,其值表示为 C1 、C2和 C3 ,R7、R8 和 R9 为运 算用电阻,Sa、Sb和 Sc为比较后输出的三相反电动势信 号. 本驱动器采用反电动势过零点比较电路提取反电 动势信号,反电动势端电压 Va、Vb和 Vc经分压滤波以 后输入到电压比较器的反向输入端,N 点为虚拟中性 点,与正向输入端相连. 电容 C4 用于滤除虚拟中性点 N 中含有的高次谐波. 其中,电阻 R1、R2 和 C1(R3、 R4、C2 或 R5、R6、C3)构成的分压滤波电路是该部分 设计的关键,以 Va路反电动势处理电路为例,分压电 路部分设计需要达到的目标有:(1) 在尽可能低的转 速下检测到稳定的反电动势信号;(2) 在所有运行条 件下保证分压滤波以后的电压在电压比较器可以承受 的电压范围内. 上述两目标对分压比 R1 / R2 的要求是截然相反 的,目标(1)要求分压比尽可能小,这样有利于在较低 转速下获得准确的反电动势;目标(2) 要求分压比必 须大于一定阈值,保证在最高转速下,分压滤波后得到 的电压依然在电压比较器承受范围内. 根据上述两目 标,分压比可以初步选定为满足目标(2) 的最小分 压比. 如图 9 所示为相电流及相反电动势仿真波形,高 速带载时,由于电流较大,电机换相的续流时间变长, 从而导致钳位电压持续时间变长. R1、R2 和 C1 构成 的分压滤波电路需要保证在所有工况下均可以滤除钳 位电压的干扰. 通过仿真可以得到保证反电动势检测 电路有效滤除钳位电压干扰的最小电容值为 Cmin . 由 于超高速电机转速范围跨度较大,由 Cmin与分压电路 图 8 反电动势过零点检测电路 Fig. 8 Circuit for back EMF zero鄄crossing point detection 组成的分压滤波电路在高速时引起的反电动势过零点 相位延时会超过 30毅,普遍采用的 30毅相位延时法在高 速时无法使用,因此采用反电动势过零点相位延时 90毅的方法. 从滤除干扰信号角度来看,滤波电容越大 越好,但是必须注意到,加入滤波电容以后,分压电路 的分压比从 R1 / R2变为 R2 (2仔fC1R1R2 ) 2 + (R1 + R2 ) 2 , 因此过大的电容仍会导致难以检测到稳定的反电动势 信号. 结合上述分析以及实验结果,滤波电容取值为 2 ~ 3 倍 Cmin时,既可以保证反电动势信号稳定,又可以 较好的滤除钳位电压的干扰. 反电动势信号检测存在的另一问题是:滤波电容 取值为 2 ~ 3 倍 Cmin时,分压滤波电路引起的相位延时 在工作区间内随转速存在明显变化. 随转速增加,分 压滤波电路引起的相位延时角处于由 0毅向 90毅变化的 过程,因此必须通过软件延时将其换相延时角补偿到 90毅,外加补偿角为 琢 = 90毅 - arctan 2仔fR1R2C1 R1 + R2 郾 (3) 图 9 100000 r·min - 1带载仿真波形 Fig. 9 Simulation results at 100000 r·min - 1 with load 上文所述分压滤波电路所造成的相位延时是由于 滤波引起的,结合补偿公式(3) 可以使换相位置处于 反电势过零点延时 90毅位置. 该方法在小功率情况下 ·1569·