（f）的。图2.10（b）是混频电路的简化符号，这是工程中常用的混频电路符号。从频谱角度来看，混频实际上是保持已调波调制方式不变情况下的频谱搬移现象。图2.10（c）表示出了这种频谱搬移现象，图中将已调波载频搬至高于本振频率，称之上变频，则中频一.十称之高中频：把已调波载频搬至低于，称之下变频，=w一c称之低中频。f.+fe1'stn)okxAM xy成优l国f上tin)oy带通滤波器.Kiv（a）混额电路符号（h）1.程中的简化符号下变频滤波器特性1:变频下变频0=2元eou[or-"c]OL+Oc（c）混频的频潜搬移境象图2.10混频电路的实现模型由此可见，频谱搬移就是时域信号波形相乘，时信号波形的线性相乘就可以实现已调波载频的频率变换，即变频。如何实现时域信号波形线性相乘，这部内容将在第3章混频电路中介绍。2.5.2混频失真与干扰实践中晶体二极管、三极管、场效应管以及它们的组合电路都能实现信号相乘作用，但都是非线性相乘。即便是在特定条件下能进行所谓线性相乘，那也是近似的。可见，混频必然会产生非线性失真和组合频率干扰。通信机中前置低噪声高频放大器LNA和中频放大器IFA都属小信号线性放大，所引起的非线性失真远小于混频器的非线性失真。因此，通信机中的非线性失真和组合频率干扰主要是由混频电路产生的。工程中混频器的非线性特性常用如下展开式来描述：i=ao+au+aw+g+...(2.1)式中为加在混频器输人端的总输人信号。设由三个输人信号电压组成，即U=Vicosw, +V,coswst +Vcoswst代人（2.1)式中，并整理得i=A,+A,(Vicoswjt+V2coswzt +Vgcoswst)+Az(Vicos2w,+Vicos20 +Vicos2ws)+Ag(Vicos30,+Vicos3wz+Vicos3wg)+.....+Acos(±w+w,)t+A.cos±w±w)t+Amcos（±w+2w±w,）t+A,cos(±+wi±2w,)t+A.cos(kag +ri + sw,)t?16:
+.(2.2)式（2.2）中的A。项为直流分量项，A，项为基波项，A2和A3为2次和3次谐波分量项，高次谐波分量已忽略。这些频率分量均由混频器后接的带通滤波器滤除，一般不会进人中频通道影响接收。A。项和A。项为有用的中频分量，应该进入接收通道正常接收。A项和A,项为三阶互调频率分量项，它们也会进人接收中频通道形成干扰分量而影响正常接收。因此，工程设计中应采取措施，尽量减弱这些干扰分量。式（2.2）中的各项频率分量可以用一个通用的关系式来表示，即Wr.s-=Irw,+swz+kw3(2. 3)式中若i为有用接收信号角频率，即,=R=2元fR；Ws为本振信号频率，即w3=L，而且没有干扰台，即2=0。则当=±1=1时，=士=士==2元f为中频有用分量。其中L十WR为上变频，=|一R为下变频。若w3仍为本振角频率w，且k=1，而wl、均为干扰台信号角频率。当r=2、=一1或r=一1、5=2时，有可能使2一z～0R或202一,～WR进人接收中频通道形成干扰，工程中称这类干扰为三阶互调干扰。显然，由于扰和组合形成的三阶互调频率分量，在近似等于接收信号频率R时进入接收通道。因此，它们是难以由预选滤波器和中频通道滤波器滤除的，这是长期以来困扰通信机工程设计的难题。由式（2.1）和（2.2）可知，三阶互调项是由非线性特性的33三次方产生的。因此，实践中减弱三阶互调的措施是尽量设计和生产出线性好的混频器件。目前许多公司出品的混频器件都有三阶互调这项指标，通常用输入三阶互调阻断点IP3（IP3的定义和物理意义将在第3章混频电路中介绍）表示这一指标，IP3（dBm）越大，表明该混频器件的混频线性越好。例如ADI公司的2.5GHz高性能IP3有源混频器AD8343，其输人IP3=16.8dBm。减少三阶互调分量的第二措施是尽可能降低射频信号输人幅度，使混频工作在线性工作状态。如果干扰台频率和的差值在音频范围内，即i一z～2(α为音频角频率），则混频器的非线性将会产生R十一和R一+的三阶分量，即（R士干）～R。显然，三阶分量wr士w,干w，可以很顺利地进入接收通道形成干扰，通常称这种干扰为三阶交调失真干扰。这类干扰的特点是相当于把|一调制在接收射频WR上，当接收R信号时，同时也能听到|一z|的“哨叫”。减少这类干扰的惟一方法是尽量使频器处于线性工作状态。式（2.3)中若令wr.为中频w，w,为接收信号或干扰，而wz=0,3为本振频率l则wi = kai.+rw(2.4)式（2.4)中，若k=0、r=1，则=i，即i=l。干扰信号频率等于中频，也就是所谓中频干扰。中频干扰是很容易进人接收通道影响正常接收的，工程中设计通信机时，都将接收机的中频频率选择在接收波段以外，以便让预选滤波器能有效地把它滤除，即抑制掉。式（2.4）中，若=-1、r=1，则=十，即=十。显然>w，而且很容易进入接收中频通道形成干扰，这类干扰就是前面所介绍的镜像频率干扰，简称之镜频干扰，如图2.11(a)所示。抑制和对付镜频干扰的方案前面都已讨论过了。前面的方案中，不管是采用高中频还现代通信机的外差接收方案，其实质都是设法把镜频干扰的频率排除在接收波段之外，而让接收机的预选滤波器把它抑制掉。式（2.4)中，若r=一k，则w=w士w/k。这类干扰在w上下对称分布，如图2.11(b）中所示。其中影响最大的是r=一k=2分量，即の=wi.士/2干扰。显然这类干扰是由本振wi的二次谐波和干扰，的二次谐波组合成的（因为是士2i士2,二），消除这类干扰的方法是尽: 17 :
镜频下扰0镜频干扰1012 012.101/30/3ORo0yoWR(a）镜频干扰(b)组合频率干扰图2.11镜频干扰与组合干扰可能减少本振信号中的二次谐波和三次谐波以上的谐波分量，目前通信机中的本振均采用频率合成器，谐波抑制度指标均可满足要求。2.6噪声系数和接收灵敏度2.6.1噪声系数通信设备的性能指标在很大程度上与干扰和噪声有关。例如接收机的灵敏度理论上可以做得很高，但实际上由于噪声的影响，实际灵敏度往往不可能做得很高。而在通信系统中提高接收机的灵敏度比增加发射机的功率更为有效。因此，研究各种干扰和噪声的特性，以及降低和排除干扰与噪声的方法是十分必要的。通常干扰是指通信系统的外部干扰，主要有天电干扰、工业干扰和其他无线电台干扰等。这些干扰如何进人接收机收信通道，影响正常接收，以及如何减弱或消除这些干扰，前面都已讨论过了。而噪声一般是指通信系统的内部噪声，即通信机从天线到整个内部通道放大器、混频器和滤波器等一系列的有源和无源器件的噪声总和。实质上产生噪声的器件均为有损耗的器件，例如无源器件中的电阻和二极管，有源器件中的三极管、场效应管和集成电路等。噪声的大小都与温度有关，所以也称之热噪声。对于电阻的热噪声，用噪声功率频谱密度S（f)表示，S（f)=4KTR，单位为W/Hz。带宽（噪声有效带宽，通常用通信机的通道带宽）BN内电阻的噪声功率（噪声电压方均值）P=4kTRB，式中k为玻尔兹曼常数，k=1.38×10-23J/K，T为绝对温度，即热力学温度，Bn的单位为Hz，电阻R单位为2。对于三极管、场效应管和集成电路等有源器件，都用噪声系数N，这一指标来表示。这些器件的N指标在器件出厂时，都由厂家测试好并列在产品指标手册中。因此，在电路系统设计时，只需查手册就可以了。N指标的定义和物理意义下面即将介绍。另外，必须指出的是天线也会产生噪声的，天线噪声由天线本身产生的热噪声和天线接收到的各种外界环境噪声组成。天线本身的热噪声功率PNA=4kTRABN，R^为天线辐射等效电阻。天线的环境噪声是指大气电离层的衰落和天气的变化等因素引起的自然噪声，以及来自太阳、银河系和月环的无线电辐射产生的宇宙噪声。环境噪声是不稳定的，在空间的分布也是不均匀的。例如，自然噪声随季节变化、昼夜时间的变化以及频率的变化等都将发生变化；银河系的辐射较强，其主要影响在m波段以下，而且这种影响是稳定的；太阳的电磁辐射是极不稳定的，而且还与太阳的黑子变化、太阳的大爆发有关。.18
图2.12中示出了在10kHz～10GHz频率范围内的全部外界环境噪声功率高于kT的dB数。其中kT=3.97×10-21W/Hz，T=288K。图2.12中的所有数据是通过一全向垂直天线在接地良好的基础上测量得到的。由图中可以看到，在银河系、大气自然噪声和人为噪声之间对高频接收机来说，外界影响最低噪声电平至少为10dB，这对于选择接收机噪声系数来说是一个确定系数。实践工程设计中取噪声系数的典型值为10～12dB。如果设计的是VHF/UHF波段接收机的话，则必须选用低的噪声系数。这样接收机灵敏度的限制因素就是自然噪声和银河系太阳等的宇宙噪声。实践中是在给定噪声系数下，对接收机进行设计的，同时还需要考虑包括从天线、放大器、混频器和本地振荡器等所有接收通道电路产生噪声的影响，其中混频器影响最大。接收机的噪声系数就是上述电路系统全部噪声的总和。+1801180+160／S140H复E城市+120X路+1000郊外+80A+60Ah+40-太阳噪声（太阳干扰）+20最银油大变化0空间噪声垂直方向5°90°-20太阳噪声垂直方产一要求高频带宽4010kHz100kHz1MHz10MHz100MHz1GHz10GHz图2.12多种源的平均无线电噪声功率谱密度，确定了通信接收机的噪声系数噪声系数N可以用输人、输出信号功率和噪声功率的比值的对数来定义，如式（2.5）关系Ps./PNiN,=10logP/PNg=10logF(2.5)Ps/PNiF-(2. 6)Pso/Pno式中N是噪声系数，单位dB；F是噪声因数，它是N，的反对数；Ps是输入信号功率，单位W；P;是输噪声功率，单位W;Ps.是输出信号功率，单位W；PNo是输出噪声功率，单位W。由式（2.6）可知，F是无量纲单位的数值。若有n个噪声网络级联时，总的噪声因素可以用如下关系式表示：F2-1+F-1F.-1F=F+:+. +GG..(2.7)GF·G2式中：G,为第一级的功率增益，G-1为第n-1级功率增益；F为第一级的噪声因素，F,为第n级的噪声因素。:19:
例2.1对如图2.13所示两个噪声网络级联，Np2 6dBNer 2dBNF=2dB,G,=12dB；而N?2=6dB,G=10dB，求总G 12dBG210dB的噪声系数NF。解：首先把噪声系数转换成噪声因素F值：图2.13两个噪声网络级联F,1.59,F,=4;功率增益值为：G=15. 9,G,=10。总的噪声因素为：+*%1-1. 9+18=1.779F-F+G1所以两级网络总的噪声系数N为N=10logF=2.5dB由噪声因子F的意义可知，无内部噪声的理想接收机，F应为1，即噪声系数N为OdB。但是，实际接收机内部总有噪声，故F恒大于1，即N恒大于OdB。为了使互调分量保持在一低电平上，一个好的接收机常使用一低放大倍数的前置放大器，其放大量正好补偿预选滤波器和第一混频器的损耗量。图2.14示出了这种接收机前端电路的方框图，这个方案可提供一个+20dBm的三阶阻断点和一个12dB的典型噪声系数，如图所示。从例中可知，为了达到这个指标，必须选用一个本振激励为十27dB㎡的非常高的电平的混频器（典型双平衡混频器，本振激励要求+7dB.）。第二级1-27-{第一级 1第三级第四级其中：dBm是噪声因数（N1射频晶体滤波器的反对数，dB)土1 是线性增益dB的反对数1117dB3dB3dB7dBN.11+5dB7dB-13dB7dBG-F,-F-11+F-FIG+G,G+G,GGr>F系统14.01+14.01FEFHGSS第第一级F0.1313.160.63二级--噪声因数1F,-17.33或N,-1238dB级线性增益dB的反对数第三级图2.14通信接收机的前端电路.由于精细合理地选择了器件，电路具有高的阻断点和低的噪声系数一种较好的和较经济的电路示于图2.15。通过取消前置放大器，对各级噪声系数作出重新考虑，整个前端部分信号处理能力，保持在低的本振激励上。假若必须使用前置放大器，对于频率在300MHz以下的接收机，将选用典型的JFET电路。双极晶体管在高达2GHz以上的频率上，具有低的噪声系数。在更高的频率上则应用砷化（GaAs)FET场效应管来取得低的噪声系数性能。图2.16示出了这些器件类型的噪声系数，其频率范围为10MHz～3GHz。.20