到，这就干扰了所需收听的真实信号。当振荡器振荡频率高于需接收信号的频率时，镜像频率比接收频率高两倍中频频率，若振荡器振荡频率低于需接收信号的频率时，则镜像频率比接收信号频率低两倍中频频率，由此可知，在一个典型的455kHz接收机中，镜像干扰f镜将出现在比需接收信号的频率fR高910kHz的地方。假若-个强功率电台产生的镜像频率等ffR十2fi，接收机的频率覆盖范围是500kHz到30MHz。估测的方法可知中频频率应该选择在比最高接收频率（在我们讨论的情况下是30MHz）还高35%（或更高），即41MHz，如图2.4所示。镜像干扰频率比接收频率高82MHz，即96.090MHz这很容易在预选器中滤除，原来15MHz的镜像干扰台在目前情况下就不成问题。数学（理论）上这是易于实现的，但存在一个因素一一选择性和这种设想是相互矛盾的。A台：14.090MHz100WB台:15.000MHz10kWPYOVrRX预选器3本报-Jmn+2/,预选器颊响曲线3LOT:=41MHzf=41MHz14.09045.09096.090(MHz)R孔镜图2.441MHz中频上变频接收机框图中频选择在较低频率455kHz时，邻近波道选择性就容易在中频滤波和放大中实现。而中频选择在接收波段以上的较高频率41MHz时，由于滤波器和放大器性能就使邻近波道选择性难于达到要求。为兼顾两者的优点，即镜频抑制和邻近波道选择性要求，就出现了二次混频超外差式接收方案：第一次混频选用高中频，例如41MHz，用以抑制镜像扰；第二次混频取低中频，例如455kHz，用以提高邻近波道选择性。2.3双重变频超外差接收机框图双变频电路实现两次变换频率，如图2.5所示。第一步用一个本地振荡器L0将频率变换到比我们先前讲过的455kHz还高的频率，典型值为5.5MHz，9MHz，10.7MHz，21.4MHz或41MHz，目的在于使镜像频率足够高，以便在预选器中将其抑制掉。这个第一中频滤波是用I.C滤波器或晶体滤波器。为了获得较好的选择性，第二次变频变换到455kHz。滤波器可采用1.C滤波器或陶瓷滤波器。第二个振荡器是一个可变振荡器，变化范围一般为1MHz（或500kHz)。.11:
V&Q图BFO[LOLO2拍颊振荡器可国指药带可变频率摄荡器或频率合成器或固定频率报荡器图2.5典型的双变频方框图图2.5中的第一中频的带宽应等于第二振荡器的频率覆盖范围，通常考虑带宽为1MHz。有时第一中放采用可调节预选器，通常称之为可变通带中频。在更多的接收机中，可变通带的调整是借助于把变容二极管当作一个可变电容器来进行电调谐的。加在可变电抗器（变容二极管）上的正确偏压跟踪接收的信号频率。这个电压受到来自由数一模变换技术的可变频率振荡器控制。第三个混频器用作乘积检波器，对接收连续波（CW）和单边带（SSB)信号是必要的，第三振荡器称作拍频振荡器（BFO）。为了能使第中频（高中频）成为便于放大处理的单一频率，例如41MHz。目前出现的接收机的一混本振通常为可变振荡器或频率合成器，而二混本振则为单一频率，二中放通常也为单一频率，例如455kHz或9MHz等。如图2.6所示为一个上变频双重变频方案，-中频采用75MHz，一中频滤波采用75MHz单片晶体滤波器，带宽BW为10kHz。第一混频器的本振是一个锁相频率合成器，它在其频率范围内以每步10kHz提供粗调。精确调谐在第二变频中用另一频率合成器来实现。该频率合成器是在10kHz的粗调频带内提供每隔100Hz的分辨率。第二中频工作在9MHz，这是因为在这个频率上有较好的晶体滤波器。因此，在这个中频上我们用了这种双边带晶体滤波器。230MHzV第二中频黑8.9985MIIzBW=10kHLR预选滤波乘积检波器混X9.0015MI=77-105MH7参老9.000MHz吉83.995-84.005振荡器频率合成器，MHz频率合成器，拍频报荡器每步10kHz每步100Hz图2.6通信接收机方框图。第一中频75MHz、第二中频9MHz，一个双环频率合成器用来进行粗调和细调在2MHz～30MHz之间的任一射频信号，经过天线进人第一混频器，在那里第一本振减去信号得到75MHz中频。这个本振是工作在77MHz～105MHz每步0.01MHz（10kHz）的第-个频率合成器。为了使第二本振可以在第二中频中进行细调，第一中频最小带宽应为10kHz，从74.995MHz～75.005MHz.这正如我们上面所述。如果远地有一个25MHz的无线. 12 :
电台，它的三次谐波电平足够大（75MHz），这就有很好的机会进入我们接收机的天线，形成干扰。但通常接收机的预选器会对75MHz信号大幅度的衰减，这种干扰也就消失了。图2.7为一个实用的SSB通信机框图，图中第-一中频也采用高中频21.513MHz.接收波段为2～10MHz，第二中频频率用低中频500kHz，以提高整机的灵敏度和选择性。该SSB通信机电路，在第8章中将作详细介绍。2.4现代无线通信机方案和镜频干扰抑制方法近年来由于微电子技术的高速发展，促使高速A/D、D/A，高速DSP和FPGA产品的闻世，以及软件技术的发展，使中频数字化成为实用。因为中频数字化，高速DSP可以直接处理带有模拟信息的模拟中频信号，直至基带部分的数字信号处理，从而取代了传统的专用芯片ASIC，使通信机的系统结构发生了突变。但是，由于现有的A/D变换和DSP只能处理频率较低的中频信号，通常这一中频在10~100MHz范围内，所以现代无线通信系统结构还不可能完全脱离超外差式的方案，一般常见的是单次变频外差式结构，而且变频采用下变频方式，如图2.8所示。由图可知，接收信号经预选带通滤波器后，由低噪声前置放大器LNA放大，并直接与本振频率进行下变频，输出中频为f=f.一r一f.-fc。携带模拟信息的中频信号，经中频滤波和中频放大IFA后，便送人ADC进行数字化.同时由IDSP进行处理解调，取出基带模信号送人终端。图2.9所示为GSM（泛欧数字蜂窝电话系统）系统中的移动台（手机）收发通信系统结构框图的一种方案。图中移动台接收频率fR=935MHz～960MHz，采用下变频fiR=fR一f.，本振频率fi.比fk低-个中频fiR，若fiR=22.5MHz。接收频段范围为25MHz，频道间隔为200kHz，采用频分双工（FDD)方式，图中R/T方框为FDD双工器。由上述收信频率关系可知，镜频干扰频率f=r+2fi始终在接收频段以外.例如最低接收频率fk=935MHz，则fM=935+2×22.5=980MHz，比最高接收频率960MHz还高出20MHz，直接与天线相连的预选滤波器完全可以把它抑制掉。其他镜频则更不容易进人接收频段。对于发信通道，由信源产生的数字基带信号经DSP编码调制后，再由DAC转换成模拟中频已调信号，中频已调信号经中频放大器IFA放大滤波后，送混频器与本振信进行下变频产生射频已调信号，再由功放PA放大后通过双工器经预选滤波器至天线发出去。若发信中频f也等于22.5MHz，发信下变频后的射频f:=ft一fic，GSM移动台的发信频率f=890～915MHz，频段范围也为25MHz，频道间隔也是200kHz。显然，收、发波段中对应频道有2倍中期fi之差，其中fifi=fic。因为接收下变频关系为fR一.+fi，所以有fR一fc=2f=45MHz，45MHz为FDD双工频差。可见，接收频率fk是发信频率fc的镜频，即fr=fc+2fi。由于GSM移动台的fRfc，因此即使是fik=fic=fi=22.5MHz，也可以有效地抑制掉收信镜频干扰。实践的GSM通信系统，根据现有ADC的技术，往往把收信通道中频选得更高，通常取fi=76MHz或一百多兆赫兹。这样，一方面可以更加有效地抑制镜频干扰，而另一方面对预选滤波器的带外衰减要求也可以降低，从而可降低滤波器的成本。对于发信通道中频一般选得低于fR，为保持fR一f=45MHz（FDD双工频差）.fi应该为fiefik一45=31MHz。而且发信通道混频电路采用上变频，即fo=fi+fic。收信通道混频还是下变频，fik一fk一f，即fr一fi.+fiR。显然，收发频差是始终保持在fR一fe=fik-fi:=76一31=45MHz的FDD双工频差·13·
0-紫祥子?#--?V+1mov4XKV?1?oZHEIST教糕?英1KA路ZHWIZHW6666~电护抑保PHO2DOV.CZHYOS2?01-1职轻q'a2NI79LLI=NInOF#号2=度工.O-Hi精?1H=配展)本本本本02-1国T-Q显TOI+格ZHW6666-21-&O212-Yn11嘴饿HHV:14:
f=h-/kTO杂炒图2.8单次变频现代接收机框图f一R-元NAYIXIADO终端IFA14OSE2区图'icDSP信源DAC、下变频图2.9GSM移动台收发系统框图上的。必须指出，图2.9中的射频振荡器RFOSC通常为锁相频率合成器或DDS率合成器，收发频道在RFOSC切换频率时是一一对应的。例如，接收频道在fR=935.8MHz时，RFOSC振荡频率fi=859.8MHz，此时发信频道f=890.8MHz。显然，将RFOSC切换成fi.=860.8MHz时，则接收fR=936.8MHz，而发信fc=891.8MHz。2.5混频（变频）与混频失真（干扰）2.5.1混频一变频原理在通信电路中，混频就是变频，即频率的变换。确切地讲变频是将载频为f的已调波变换为载频为的已调波，这种变换应该是不失真的，而且应该保留原载频已调波的调制方式不变，携带的信息也不变。上述单次变频和二次变频超外差式接收方案，以及现代通信机的外差接收方案都是采用变频技术来实现的。可见，混频一变频在通信中是极为重要的。混频器可以用如图2.10(a）所示符号表示，由于其输出中还包含有不需要的无用频率分量，所以必接一个带通滤波器取出其有用频率分量。图2.10（a）表明了混频器实现变频功能的方法是将两输入信号相乘，即将载频为fc的已调信号vs（t)和振荡频率为fi.的本振信号u.(t）相乘。根据三角函数相乘关系可知，相乘后的输出信号频率必然是f.与fc的和差关系，即fi=fi.+fc或fi=lf.-fcl。其中fi在工程中称之为中频频率，载频为fi的混频输出信号称之中频信号(t），由实践可知(t)必然保持us（t)的调制方式和信息不变。工程中将fi一f+f称之上混，即上变频。而将一1f一fl称之下混，即下变频。显然，下变频有两种可能：即fi.>f时，fi=fi.一fe.f<fe时，fi=fo一fi.GSM移动台收信系统的下变频就是fi<fR·15·