电压型PWM整流器直接功率控制系统主电路参数设计

D01:10.13374j.isml00103x2006.11.020 第28卷第11期 北京科技大学学报 Vol.28 No.11 2006年11月 Journal of University of Science and Technology Beijing Now.2006 电压型PWM整流器直接功率控制 系统主电路参数设计 王久和2》 张金龙”李华德2》 1)北京信息工程学院北京1001012)北京科技大学信息工程学院北京100083 摘要为了解决电压型PWM整流器直接功率控制系统主电路参数设计问题根据整流器在dq 两相同步旋转坐标系中的数学模型建立了其功率控制数学模型.基于功率控制数学模型，结合整 流器直接功率控制系统的特点.推得交流侧电感是由功率、功率滞环比较器环宽及开关平均频率 决定的：直流侧直流电压是由交流电压、电感及负载决定的：突加负载时直流侧电容是由直流电压 波动、功率、电感及负载决定的.根据上述影响主电路参数的诸多因素，提出交流侧电感、直流侧电 压及直流侧电容的设计方法.计算机仿真和实验证明了本文提出的设计方法是可行的. 关键词PWM整流器：直接功率控制：直流电压：交流侧电感：直流电容 分类号TM461 PWM整流器具有网侧电流低谐波、单位功 开关管（绝缘栅双极型晶体管IGBT)开关函数： 率因数、能量双向流动及恒定直流电压控制等优 S定义为单极性二值逻辑开关函数，S,=1(j= 点，实现了电能的“绿色变换”，PWM整流器直接 a,b,c)则上桥臂开关导通，下桥臂开关关断，S, 功率控制策略(DPC)具有结构和算法简单、动态 =0则下桥臂开关导通，上桥臂开关关断：U为 响应快、单位功率因数等优点，成为国内外学者研 直流电压：R,L为滤波电抗器的电阻和电感；C 究的热点.PWM整流器DPC系统的性能取决于 为直流侧电容；RL为负载；a,ub,urc为整流器 系统结构、主电路参数和控制器参数，而控制器参 的输入相电压：立为负载电流. 数又依赖于主电路参数：因此，在系统结构一定的 情况下，主电路参数影响了DPC系统的性能.国 内外文献中对于PWM整流器主电路参数设计方 法主要是针对电流控制策略、SPWM调制方 U&RE 式F8,对于PWM整流器DPC系统的主电路参 R 数设计方法未见报导.本文根据整流器DPC系 统的特点和功率控制数学模型，提出了整流器 DPC系统的主电路参数设计方法， 0 1 电压型PWM整流器DPC系统 图I电压型PWM整流器主电路拓扑结构 结构及原理 Fig.I Topological structure of power circuit of a three phase boost-type PWM rectifier 11电压型PWM整流器拓扑结构及数学模型 由图1可知： 电压型PWM整流器主电路拓扑结构如图I 所示.图中ua,,e为三相对称电源相电压： ua=L +Ria+faUa dt ia,ih,ic为三相线电流；Sa,Sb,Se为驱动整流器 46= db+Rib十fUk (1) d 收稿日期：2005-09-01修回日期.200603-16 基金项目：北京市教有委员会科技发展计划项目(No. KM200510772001):北京市属市管高等学校“拔尖创新人才计 =L普+R+U 划”项目 式中，= 2Sa-Sh-Se 6= 2Sb-S。-Se 作者简介9g话么99h男博志Journal Electronic Publishing House..A3 rights3 erved.. fe= ttp://www.cnki.ne

电压型 PWM 整流器直接功率控制 系统主电路参数设计 王久和 1, 2) 张金龙 1) 李华德 2) 1)北京信息工程学院, 北京 100101 2)北京科技大学信息工程学院, 北京 100083 摘 要 为了解决电压型 PWM 整流器直接功率控制系统主电路参数设计问题, 根据整流器在 dq 两相同步旋转坐标系中的数学模型建立了其功率控制数学模型.基于功率控制数学模型, 结合整 流器直接功率控制系统的特点, 推得交流侧电感是由功率、功率滞环比较器环宽及开关平均频率 决定的;直流侧直流电压是由交流电压、电感及负载决定的;突加负载时直流侧电容是由直流电压 波动、功率、电感及负载决定的.根据上述影响主电路参数的诸多因素, 提出交流侧电感、直流侧电 压及直流侧电容的设计方法.计算机仿真和实验证明了本文提出的设计方法是可行的. 关键词 PWM 整流器;直接功率控制;直流电压;交流侧电感;直流电容 分类号 TM 461 收稿日期:2005 09 01 修回日期:2006 03 16 基金 项 目:北京 市 教 育 委员 会 科 技 发展 计 划 项 目(No . KM200510772001);北京市属市管高等学校“拔尖创新人才计 划”项目 作者简介:王久和(1959—), 男, 教授, 博士 PWM 整流器具有网侧电流低谐波、单位功 率因数 、能量双向流动及恒定直流电压控制等优 点,实现了电能的“绿色变换” .PWM 整流器直接 功率控制策略(DPC)具有结构和算法简单、动态 响应快、单位功率因数等优点 ,成为国内外学者研 究的热点 .PWM 整流器 DPC 系统的性能取决于 系统结构 、主电路参数和控制器参数,而控制器参 数又依赖于主电路参数;因此 ,在系统结构一定的 情况下 ,主电路参数影响了 DPC 系统的性能.国 内外文献中对于 PWM 整流器主电路参数设计方 法主要是针对电流控制策略 、SPWM 调制方 式 [ 1-8] ,对于 PWM 整流器 DPC 系统的主电路参 数设计方法未见报导.本文根据整流器 DPC 系 统的特点和功率控制数学模型, 提出了整流器 DPC 系统的主电路参数设计方法 . 1 电压型 PWM 整流器 DPC 系统 结构及原理 1.1 电压型 PWM 整流器拓扑结构及数学模型 电压型 PWM 整流器主电路拓扑结构如图 1 所示.图中 ua , ub , uc 为三相对称电源相电压; ia , ib , i c 为三相线电流 ;Sa , Sb , Sc 为驱动整流器 开关管(绝缘栅双极型晶体管 IGBT)开关函数; Sj 定义为单极性二值逻辑开关函数 , Sj =1(j = a , b , c)则上桥臂开关导通, 下桥臂开关关断, S j =0 则下桥臂开关导通, 上桥臂开关关断;Udc为 直流电压;R , L 为滤波电抗器的电阻和电感;C 为直流侧电容;R L 为负载 ;ura , u rb , urc为整流器 的输入相电压 ;i L 为负载电流 . 图 1 电压型 PWM 整流器主电路拓扑结构 Fig.1 Topological structure of power circuit of a three-phase boost-type PWM rectifi er 由图 1 可知: ua =L d ia dt +Ri a +f aUdc ub =L dib d t +Rib +f bUdc uc =L d ic dt +Ric +f cUdc (1) 式中, f a = 2Sa -Sb -Sc 3 , f b = 2Sb -Sa -Sc 3 , f c = 第 28 卷 第 11 期 2006 年 11 月 北 京 科 技 大 学 学 报 Journal of University of Science and Technology Beijing Vol.28 No.11 Nov.2006 DOI :10.13374/j .issn1001 -053x.2006.11.020

。1092· 北京科技大学学报 2006年第11期 2Se-Sa-Sb 划分扇区，得到扇区信号.p和g与给定的 3 Pr和qm比较后的差值信号送入功率滞环比较器 为便于系统分析，将PWM整流器在三相对 得到Sp,Sg开关信号；pr由直流电压外环PI调 称坐标系中的数学模型变换到dg两相同步旋转 节器的输出（代表电流）与直流电压的乘积设定， 坐标系，正交变换矩阵为： q设定为0，以实现单位功率因数.根据Sp,Sg, T3s2r= 0n在开关表中选择所需的Sa,S,Sc,去驱动主电 sinot sin wt- 3 sin 路开关管.图2中略去了电阻R. 2 cos ot cos 的 3 1V2 1W2 l/W2 式中，ω为电源电压角频率 s.sst 电压电流功率 经T3w2,变换，得到整流器在dg两相同步旋 测量功率 开关表 转坐标系中的数学模型： 计算 did L dt =ud-Rid+Lig urd 选择 ⑧ L4=g一Rig-wLia-ug (2) +9n=0 d0=(aS十iS,)- 图2PWM整流器DPC系统结构 dt RL Fig.2 Block diagram of the PWM rectifier DPC system 式中，ud=SaUd,lrg=SqUder:ud,rg与Sd,Sq 分别为整流器输入电压矢量、开关函数在d,9轴 上的分量；ug与id,ig为交流电源电压矢量、 2 电压型PWMM整流器DPC系统 与电流矢量在d,q轴上的分量 主电路参数设计 根据式(2)及三相对称系统功率计算p= 在主电路拓扑结构、交流电源电压及负载一 3/2 Umid,=-J3/2Umig(Um为电源相电压 定的情况下，主电路设计主要是确定网侧滤波电 幅值)可得以P,q为变量的功率控制数学模型： 感值、直流侧电压和直流侧电容值. L =1.5U-Rp-o.g-pw 21交流侧电感的选择 (3) 交流电感的主要作用是滤除交流侧PWM谐 L gq--Rg+wLp+qo 波电流，当在整流器稳定于单位功率因数运行时， 瞬时有功功率决定了交流电流.对此，需找出功 式中，p=2 率与电感的关系. L2电压型PWM整流器DPC系统结构及原理 根据式(2)，略去了电阻R,考虑到整流器稳 电压型PWM整流器DPC系统有多种方 态运行单位功率因数时，q=0,式(3)可变为： 案%，经综合比较心山采用有电压互感器方案 LP-15U2- 如图2所示.整流器DPC系统主要由主电路和 dt mUdSa N2 (4) 控制电路组成.主电路由交流电源、滤波电抗器、 整流器、直流电解电容器、负载组成：控制电路为 Ld=lp叶2 dt U.UxSa 直流电压外环功率内环结构，由交流电压、电流检 根据Sar=J2/3,Sdmin=一J2/3,Sgmx= 测电路和直流电压检测电路、功率估算器、扇形划 J2/3和Sgmin-=一2/3.由式(4)可得： 分器、功率滞环比较器、开关表及PI调节器组成. 瞬时有功与无功功率根据检测到的电流ia,ih,i L dg dfm=15 UmUde 及ua,h,山e进行计算，得到瞬时有功和无功功率 (5) 的估算值p,q及三相电压wa,h,uc在邱两相 L 1.sUi-U.Ux 静北坐标系中的a:扇形制分器根据，：鼎Publishing House,.ll righs reserved.. http://www.cnki.ne

2Sc -S a -Sb 3 . 为便于系统分析 ,将 PWM 整流器在三相对 称坐标系中的数学模型变换到 dq 两相同步旋转 坐标系,正交变换矩阵为 : T 3s/2r = 2 3 sin ωt sin ωt -2π 3 sin ωt +2π 3 cos ωt cos ωt - 2π 3 cos ωt + 2π 3 1/ 2 1/ 2 1/ 2 . 式中 , ω为电源电压角频率. 经 T3s/ 2r变换 ,得到整流器在 dq 两相同步旋 转坐标系中的数学模型: L di d dt =ud -R id +ωLiq -u rd L diq d t =uq -R iq -ωLi d -u rq C dUdc d t =(idSd +iqS q)- Udc R L (2) 式中 , u rd =SdUdc , urq =S qUdc ;urd , urq与S d , Sq 分别为整流器输入电压矢量、开关函数在 d , q 轴 上的分量;ud , uq 与 id , iq 为交流电源电压矢量、 与电流矢量在 d , q 轴上的分量 . 根据式(2)及三相对称系统功率计算 p = 3/2Um i d , q =- 3/2 Um iq(Um 为电源相电压 幅值)可得以 p , q 为变量的功率控制数学模型 : L dp dt =1.5U 2 m -Rp -ωLq -p rd L dq d t =-Rq +ωLp +qrq (3) 式中 , prd = 3 2 Um u rd , qrq = 3 2 Um u rq . 1.2 电压型 PWM 整流器 DPC 系统结构及原理 电压型 PWM 整流器 DPC 系统有多种方 案[ 9] ,经综合比较[ 10-11] 采用有电压互感器方案, 如图 2 所示.整流器 DPC 系统主要由主电路和 控制电路组成 .主电路由交流电源、滤波电抗器、 整流器、直流电解电容器、负载组成;控制电路为 直流电压外环功率内环结构, 由交流电压、电流检 测电路和直流电压检测电路、功率估算器、扇形划 分器 、功率滞环比较器、开关表及 PI 调节器组成. 瞬时有功与无功功率根据检测到的电流 ia , ib , ic 及ua , ub , uc 进行计算 ,得到瞬时有功和无功功率 的估算值 p , q 及三相电压 ua , ub , uc 在 αβ 两相 静止坐标系中的 uα, uβ , 扇形划分器根据 uα, uβ 划分扇区 , 得到扇区 θn 信号.p 和 q 与给定的 pref和 qref比较后的差值信号送入功率滞环比较器 得到 Sp , S q 开关信号;pref由直流电压外环 PI 调 节器的输出(代表电流)与直流电压的乘积设定, qref设定为 0 , 以实现单位功率因数.根据 Sp , Sq , θn 在开关表中选择所需的Sa , Sb , Sc ,去驱动主电 路开关管 .图 2 中略去了电阻 R . 图 2 PWM 整流器DPC 系统结构 Fig.2 Block diagram of the PWM rectifier DPC system 2 电压型 PWM 整流器 DPC 系统 主电路参数设计 在主电路拓扑结构 、交流电源电压及负载一 定的情况下 ,主电路设计主要是确定网侧滤波电 感值 、直流侧电压和直流侧电容值 . 2.1 交流侧电感的选择 交流电感的主要作用是滤除交流侧 PWM 谐 波电流,当在整流器稳定于单位功率因数运行时, 瞬时有功功率决定了交流电流.对此 , 需找出功 率与电感的关系. 根据式(2),略去了电阻 R , 考虑到整流器稳 态运行单位功率因数时, q =0 ,式(3)可变为 : L d p d t =1.5 U 2 m - 3 2 Um Udc Sd L dq dt =ωLp + 3 2 Um Udc Sq (4) 根据 Sd max = 2/3 , S dmin = - 2/3 , S qmax = 2/3和 S qmin=- 2/3 ,由式(4)可得: L dq d t max =1.5U 2 m +UmUdc L dp dt min =1.5U 2 m -Um Udc (5) · 1092 · 北 京 科 技 大 学 学 报 2006 年第 11 期

Vol.28 No.11 王久和等：电压型PM整流器直接功率控制系统主电路参数设计 。1093。 Ll =ωLpmax十UmUk Lp-+Lg-(wS.+i0S:)U (6) (14) L船 =LPmin-UmUdc L g=-@Lp-(uaSB-uBSa)Ud 根据式(5)得： 在稳态时，Uk=Ua”p=P=g= L出+Lln。=3u2 (7) 0,p=9=0,则由式(14)可得等效Soep SBeg 出-2兴(T为开关周期2为有功功 Udot lua Ma 2Lp-] 3ULe 7(15) 率滞环比较器滞宽)，则有： 直流电压的选择在满足负载要求的同时，必须满 2LH,(fap+fmip)=3U品 (8) 足控制交流侧电流波形的需要，即使交流电流不 /vp=fp十fap_3U2 发生畸变并可控在不考虑过调时，等效S= (9) 2 4LHp NJS十Saw< 上，可得 式中，fmap,minpfavp分别为对应于有功功率在 2 2Hp范围内的最高、最低及平均开关频率 1+ 16wL 同距根据式6)及鼎-2华(2，为无功功 RL RL 2 oL 2 2 oL 率滞环比较器滞宽)可得： N3RLUm N3RLUm ,-m- (16) 2 (10) 当R≥4L时，U存在，可由式(16)确定 式中，fmag,fming,fwg分别为对应于无功功率在 Uder 2Hg范围内的最高、最低及平均开关频率 23直流侧电容的选择 由于整流器输入电压空间矢量同时对p和q 直流电容的主要作用是稳定直流电压和抑制 进行调节，则开关频率平均值取favp和favg的几 直流侧谐波电压，同时在负载扰动时可减少直流 何平均值，即： 电压波动.对于电压型PWM整流器，应考虑在 3ptU品 严重负载变化时使直流电压波动在允许的范围内 fa dfavpf aq 8LHpHg (11) 选择直流电容器.对此，研究突加负载时直流电 由式(11)可得： 压波动与电容之间的关系. L=3upuUi 考虑负载电流由额定值Iw突增到IL情况. 8HpHafiv (12) 此情况下，为满足负载功率的要求，导致有功功率 由式(12)可以看出，当Ump(U)一定， 突增，直流电压下降.当S=一2/3时，由式 far的平方与电感L和HHg成反比，因而HHg (2)和式(4)可得有功功率最大上升速率和直流电 不能太小，以免faw过高：当UmL及HHg一定， 压最大下降速率为： pm(U)升高，f变高：当Um,pm(Ude)及L一 dp=上(15U+UmUa) dt L 定，fm变高，HHg就变小，当fw→oo时，HpHg→ (17) 0,则无动态跟踪偏差. -品。+四 dt 由于Um,pe,ω为定值，可根据选定的滞环 令to为突变开始时刻，则有式(17)的初始条 宽度HpHg及fax确定电感值L. 件： 2.2直流侧直流电压的选择 p(to)=pref 直流侧直流电压与交流电压、电感及负载有 关，下面从功率角度来进行分析.整流器在3两 0l=15U+uU) (18) 相静止坐标系中功率计算式为： Ude(to)=Ude r p=uaia十uBp (13) dUa =-1 g=uaiB-ugia dt F-六3Unm+1M (C略转R,的影响申式3)河得mal Pubis根据初始条件式8申式I7哥得最小真ki.nc

L d q d t max =ωLpmax +Um Udc L d p dt min =ωLpmin -U mUdc (6) 根据式(5)得: L dp dt max +L d p d t min =3U 2 m (7) 令 d p d t = 2 Hp T (T 为开关周期 , 2Hp 为有功功 率滞环比较器滞宽),则有 : 2LHp(f max p +f minp)=3U 2 m (8) f av p = f max p +f min p 2 = 3U 2 m 4 LHp (9) 式中 , f max p , f minp , f av p分别为对应于有功功率在 2Hp 范围内的最高、最低及平均开关频率 . 同理, 根据式(6)及 dq dt = 2Hq T (2Hq 为无功功 率滞环比较器滞宽)可得 : f av q = f max q +f minq 2 = ωp ref 2 Hq (10) 式中, f max q , f minq , f av q分别为对应于无功功率在 2Hq 范围内的最高 、最低及平均开关频率. 由于整流器输入电压空间矢量同时对 p 和q 进行调节, 则开关频率平均值取 f av p和 f av q的几 何平均值 ,即: f av = f av pf avq = 3 ωp refU 2 m 8 LHpHq (11) 由式(11)可得: L = 3 ωp refU 2 m 8 HpHqf 2 av (12) 由式(12)可以看出 , 当 Um , p ref(Udc)一定, f av的平方与电感 L 和 HpHq 成反比, 因而 HpHq 不能太小 ,以免 f av过高;当 Um , L 及HpHq 一定 , pref(Udc)升高 , f av变高;当 Um , pref(Udc)及 L 一 定, f av变高, HpHq 就变小, 当 f av ※∞时, HpHq ※ 0 ,则无动态跟踪偏差 . 由于 Um , pref , ω为定值 ,可根据选定的滞环 宽度 HpHq 及 f av确定电感值 L . 2.2 直流侧直流电压的选择 直流侧直流电压与交流电压 、电感及负载有 关,下面从功率角度来进行分析.整流器在 αβ 两 相静止坐标系中功率计算式为 : p =uαiα+uβiβ q =uαi β -uβiα (13) 略去 R 的影响,由式(13)可得: L p · = 3 2 U 2 m +ωLq -(uαSα+uβSβ)Udc L q · =-ωLp -(uαS β -uβSα)Udc (14) 在稳态时, Udc =Udc, r , p =P ref = U 2 dc , r R L , q = 0 , p · =q · =0 , 则由式(14)可得等效 Sαeq , Sβeq: Sαeq Sβeq = 1 Udc ,r uα uβ - 2 ωLp ref 3U 2 m -uβ uα (15) 直流电压的选择在满足负载要求的同时 ,必须满 足控制交流侧电流波形的需要, 即使交流电流不 发生畸变并可控, 在不考虑过调时 , 等效 Seq = S 2 αeq +S 2 βeq <1 2 ,可得: 1 - 1 - 16 ω 2 L 2 R L 2 2 3 ωL R LUm <Udc ,r < 1 + 1 - 16 ω 2 L 2 R L 2 2 3 ωL R L Um (16) 当 R L ≥4 ωL 时 , Udc , r存在 ,可由式(16)确定 Udc , r. 2.3 直流侧电容的选择 直流电容的主要作用是稳定直流电压和抑制 直流侧谐波电压, 同时在负载扰动时可减少直流 电压波动.对于电压型 PWM 整流器, 应考虑在 严重负载变化时使直流电压波动在允许的范围内 选择直流电容器 .对此 ,研究突加负载时直流电 压波动与电容之间的关系 . 考虑负载电流由额定值 I LN突增到 I LM情况. 此情况下 ,为满足负载功率的要求 ,导致有功功率 突增 , 直流电压下降.当 S d =- 2/3 时, 由式 (2)和式(4)可得有功功率最大上升速率和直流电 压最大下降速率为: d p dt = 1 L (1.5U 2 m +UmUdc) d Udc d t =-1 C 2P 3Um +I LM (17) 令 t 0 为突变开始时刻 ,则有式(17)的初始条 件: p(t 0)=pref dp dt t 0 = 1 L (1.5U 2 m +Um Ur) Udc(t 0)=Udc , r dUdc d t t 0 =-1 C 3p ref 3Um +I LM (18) 根据初始条件式(18), 由式(17)可得最小直 Vol.28 No.11 王久和等:电压型 PWM 整流器直接功率控制系统主电路参数设计 · 1093 ·

。1094。 北京科技大学学报 2006年第11期 流电压Ude min及最大直流电压波动△Ukm: 200 200 Udo min -2Ua+ 照兴 2 100 (19) △Uaa=Uh+子U- -200 20 0 60 80 100200 时间ms (a)相电压（和相电流。 2 pr+ILM 2 2 400 400 2Cl 3 Um 200 Uat 200 U (20) 0 0 之 根据给定的△Ukm和ILM由式(20)可确定 -200 -200 出满足给定△Ud6m的最小电容值为： 2 4006 20 40 60 80 3之 2卫d+IM 10000 时问ms 3 Um (b)直流电压Uk和直径给定电压U, 12 10 10 2 .5 (21) 0 M/ 在实际工程中，负载电流突增需要一个暂短 -5 的时间，不能瞬间完成，式(21)所确定出的电容值 -10 偏大. 0 204060801010 时间ms 3电压型PWM整流器DPC系统 (c)瞬时有功功率p和瞬时无功功率g 仿真与实验 图3PWM整流器DPC系统仿真 Fig.3 Simulation curves of a PWM rectifier DPC system 3.1系统主电路参数设计 200 给定RL=102,U=85V,w=314rads1, Hp=Hg=200 W,fa=6kHz.AU dem=20 V,ILN =20A,1M=60A.按本文设计方法可得U: =200 V,pre=4 kW,L=4 mH,C=2200F. 200 200 压调节器采用PI调节器Gm(s)=00195十 40 60 80 10 时间ms 0.178 (a相电压，和相电流。 400 400 3.2系统仿真 四 200 按上述参数和图2构建了Simulink环境下 U 0 之 的电压型PWM整流器DPC系统仿真模型，其仿 -200 -200 真结果如图3所示. 400 3.3系统实验 0 20 40 60 时利ms 由智能功率模块6MBP20RH060、电抗器、电 (b)直流电压Uk和直径给定电压Uk, 解电容器、功率电阻、LEM电流传感器、LEM电 压传感器、ICETEK-LF2407-A数字信号处理器， 构成了电压型PWM整流器DPC系统硬件电路， 0 实验结果如图4所示. 由图3的系统稳态的仿真结果可以看出：稳 20 406080100 态时ua与ia同相位，且ia非常接近正弦波；直流 时间ms 输出电压Uk稳定在给定值Uder附近；p的平均 ()瞬时有功功率p和瞬时无功功率g 值稳定在给定值p;q的平均值稳定在给定值， 图4PWM整流器DPC系统实验 Fig 4 Experimental curves of a PWM rectifier DPC system 并接近f0.o由图4实验结果可以看出：稳态时c Publishing House..All rights reserved.htp:ww.cnki.net

流电压 Udc , min及最大直流电压波动 ΔUdc , m : Udc , min = - 3 2 Um + 3L 2C 2 3 pref Um +I LM 2 + Udc ,r + 3 2 Um 2 (19) ΔUdc , m =Udc , r + 3 2 Um - 3L 2C 2 3 pref Um +I LM 2 + Udc ,r + 3 2 Um 2 (20) 根据给定的 ΔUdc , m 和 I LM由式(20)可确定 出满足给定 ΔUdc , m的最小电容值为: C = 3L 2 3 p ref Um +ILM 2 2 Udc, r + 3 2 Um +ΔUdc , m 2 - Udc ,r + 3 2 Um 2 (21) 在实际工程中 ,负载电流突增需要一个暂短 的时间,不能瞬间完成,式(21)所确定出的电容值 偏大 . 3 电压型 PWM 整流器 DPC 系统 仿真与实验 3.1 系统主电路参数设计 给定 R L =10 Ψ, U =85 V , ω=314 rad·s -1 , Hp =Hq =200 W , f av =6 kHz, ΔUdc, m =20 V , I LN =20 A , I LM =60 A .按本文设计方法可得 Udc , r =200 V , pref =4 kW , L =4 mH , C =2 200 μF .电 压调节器采用 PI 调节器 GPI(s)=0.019 5 + 0.178 s . 3.2 系统仿真 按上述参数和图 2 构建了 Simulink 环境下 的电压型 PWM 整流器 DPC 系统仿真模型 ,其仿 真结果如图 3 所示. 3.3 系统实验 由智能功率模块 6MBP20RH060 、电抗器 、电 解电容器、功率电阻 、LEM 电流传感器、LEM 电 压传感器 、ICETEK-LF2407-A 数字信号处理器, 构成了电压型 PWM 整流器 DPC 系统硬件电路, 实验结果如图 4 所示 . 由图 3 的系统稳态的仿真结果可以看出:稳 态时 ua 与ia 同相位 ,且 ia 非常接近正弦波;直流 输出电压 Udc稳定在给定值 Udc, r附近 ;p 的平均 值稳定在给定值 pref ;q 的平均值稳定在给定值, 并接近于0 .由图4 实验结果可以看出:稳态时 图 3 PWM 整流器DPC 系统仿真 Fig.3 Simulation curves of a PWM rectifier DPC system 图 4 PWM 整流器DPC 系统实验 Fig.4 Experimental curves of a PWM rectifier DPC system · 1094 · 北 京 科 技 大 学 学 报 2006 年第 11 期

Vol.28 No.11 王久和等：电压型PM整流器直接功率控制系统主电路参数设计 。1095。 a与ia同相位，ia略有谐波：Uk稳定在给定值 研究.电力电子技术，1997,18(4)：39 U:p的平均值为4kW,g的平均值为0.仿真 [3到史伟伟，蒋全，胡敏强。等.三相电压型PWM整流器的数学 模型和主电路设计.东南大学学报：自然科学版，2002,26 结果和实验结果表明本文的主电路设计方法是可 (1):1 行的. 【马沈安文，万淑芸，王离九，等.双PWM交流传动系统中主电 路储能元件设计.华中理工大学学报.1999.27(7)：5 4 结论 【习赵金，徐金榜，罗冷，等.新可逆PWM整流器主电路参数设 计仿真.华中科技大学学报：自然科学版200432(2)：38 本文根据三相电压型PWM整流器的数学模 【(于相旭，熊宇.三相电压型低谐波PWM整流器主电路参数 型和功率控制数学模型，结合整流器直接功率控 间的关系.电气传动，200333(5)：19 制(DPC)系统的特点，分析了影响主电路参数的 【7)沈安文，万淑芸，王离九，等.PWM整流器的输入电流谐波 因素，提出了新的电压型PWM整流器直接功率 分析及参数确定.电力电子技术，199813(8)：4[习Vam 控制系统的主电路交流侧电感值、直流侧电压和 Der Broeck H W,Skudelnya H C.Stanke G V.Analysis and 直流侧电容值设计方法.计算机仿真和实验表 realization of pulse width modulator based on voltage space vectors.IEEE Trans In Appl 1998 24(1):142 明，本文提出设计方法是可行的，对工程实际有一 [9王久和，李华德，李正熙.电压型WM整流器直接功率控 定的参考价值. 制技术.电工电能新技术，2004,23(3)：64 【10王久和，李华德，李正熙.电压型PWM整流器直接功率控 参考文献 制研究.辽宁工程技术大学学报.200423(5)：658 【刂张崇巍张兴.PWM整流器及其控制.北京：机械工业出 【1山王久和，李华德杨立永。设置扇形边界死区的电压型 版社.2003 PWM整流器直接功率控制.北京科技大学学报。2005. 【犭董晓鹏王兆安.三相电压型单位功率因数PWM整流器的 27(3):380 Power circuit parameter design of the direct power control sy stem of three phase boost-type PWM rectifiers WANGJiuhe2》,ZHANGJinlong',LI Huade2》 1)Beijing Infomation Technology Institute Beijing 100101,Chim 2)Information Engineering School University of Science and Technology Beijing.Beijing 100083.China ABSTRACT To solve the power circuit parameter design of the direct power control (DPC)system of three phase boost-type PWM rectifiers,the power control model of a PWM rectifier is established based on it model in the synchro nouscoordinate.According to the power control model and the features of the DPC sy stem of three phase boost-type PWM rectifiers it is deduced that inductance on the AC side depends on power,the width of power hysteresis comparators and switching average frequency.DC voltage is deter- mined by AC voltage,inductance on the AC side,and load.DC capacitor relies on the pulsat ion of DC volt- age power,inductance on the AC side,and load.A design method of inductance on the AC side,DC volt- age and DC capacitor of the pow er circuit based on many factors is proposed.The design method is proved feasible by simulation and ex periment. KEY WORDS PWM rectifier;direct power control;DC voltage;inductance on AC side;DC capacitor (C)1994-2019 China Academic Journal Electronic Publishing House.All rights reserved.http://www.cnki.net

ua 与 ia 同相位, i a 略有谐波 ;Udc稳定在给定值 Udc , r;p 的平均值为 4 kW , q 的平均值为 0 .仿真 结果和实验结果表明本文的主电路设计方法是可 行的 . 4 结论 本文根据三相电压型 PWM 整流器的数学模 型和功率控制数学模型 ,结合整流器直接功率控 制(DPC)系统的特点, 分析了影响主电路参数的 因素, 提出了新的电压型 PWM 整流器直接功率 控制系统的主电路交流侧电感值、直流侧电压和 直流侧电容值设计方法.计算机仿真和实验表 明,本文提出设计方法是可行的,对工程实际有一 定的参考价值. 参 考 文 献 [ 1] 张崇巍, 张兴.PWM 整流器及其控制.北京:机械工业出 版社, 2003 [ 2] 董晓鹏, 王兆安.三相电压型单位功率因数 PWM 整流器的 研究.电力电子技术, 1997 , 18(4):39 [ 3] 史伟伟, 蒋全, 胡敏强, 等.三相电压型 PWM 整流器的数学 模型和主电路设计.东南大学学报:自然科学版, 2002 , 26 (1):1 [ 4] 沈安文, 万淑芸, 王离九, 等.双 PWM 交流传动系统中主电 路储能元件设计.华中理工大学学报, 1999 , 27(7):5 [ 5] 赵金, 徐金榜, 罗泠, 等.新可逆 PWM 整流器主电路参数设 计仿真.华中科技大学学报:自然科学版, 2004 ,32(2):38 [ 6] 于相旭, 熊宇.三相电压型低谐波 PWM 整流器主电路参数 间的关系.电气传动, 2003 , 33(5):19 [ 7] 沈安文, 万淑芸, 王离九, 等.PWM 整流器的输入电流谐波 分析及参数确定.电力电子技术, 1998 , 13(8):4 [ 8] Van Der Broeck H W, Skudelnya H C , S tanke G V .Analysis and realization of pulse w idth modulat or based on voltage space vect ors.IEEE Trans Ind Appl, 1998 , 24(1):142 [ 9] 王久和, 李华德, 李正熙.电压型 PWM 整流器直接功率控 制技术.电工电能新技术, 2004 , 23(3):64 [ 10] 王久和, 李华德, 李正熙.电压型 PWM 整流器直接功率控 制研究.辽宁工程技术大学学报, 2004 , 23(5):658 [ 11] 王久和, 李华德, 杨立永.设置扇形边界死区的电压型 PWM 整流器直接功率控制.北京科技大学学报, 2005 , 27(3):380 Power circuit parameter design of the direct power control sy stem of three phase boost-type PWM rectifiers WANGJ iuhe 1 , 2) , ZHANGJ inlong 1) , LI Huade 2) 1)Beijing Inf ormation Technology Institu te, Beijing 100101 , C hina 2)Information Engineering School, University of S cience and Technology Beijing , Beijing 100083 , China ABSTRACT To solve the pow er circuit parameter design of the direct power co ntrol (DPC)system of three phase boost-type PWM rectifiers, the power control model of a PWM rectifier is established based on it model in the sy nchro nouscoordinate.According to the pow er control model and the features of the DPC sy stem of three phase boost-type PWM rectifiers, it is deduced that inductance on the AC side depends on pow er, the w idth of power hysteresis comparators, and switching average frequency .DC voltage is deter￾mined by AC voltage , inductance on the AC side , and load .DC capacitor relies on the pulsation of DC volt￾age , power , inductance on the AC side , and load .A desig n method of inductance on the AC side , DC volt￾age and DC capacito r of the pow er circuit based on many facto rs is proposed .The desig n method is proved feasible by simulation and ex periment . KEY WORDS PWM rectifier;direct power control;DC voltage;inductance on AC side ;DC capacitor Vol.28 No.11 王久和等:电压型 PWM 整流器直接功率控制系统主电路参数设计 · 1095 ·