第44卷第1期 复旦学报（自然科学版） Vo1.44,Nb.1 2005年2月 Journal of Fudan University (Natural Science) Feb.,2005 文章编号：0427-7104(2005)01-0166-07 一个1.5V低相位噪声的高频率 LC压控振荡器的设计 郭蓉，衣晓峰，唐长文，苏彦锋，洪志良 (复旦大学专用集成电路和系统国家重点实验室，上海200433) 摘要：介绍了一种适用于DCS-1800系统的压控振荡器的设计，中心频率为3.6G.分析并比较了三种降低 相位噪声的方法并进行了仿真验证，然后阐述了3.6G压控振荡器器件尺寸的优化分析.采用电感电容滤波 技术降低相位噪声，在偏离中心频率600kHz处，仿真得到相位噪声为-117Bc/,调谐范围达到26.7%.VC0 电路在1.5V电压下工作，静态电流为6mA. 关键词：半导体技术；压控振荡器；相位噪声；电感电容滤波技术 中图分类号：TN752 文献标识码：A 随着无线通信产品的迅猛发展，大大增大了对低成本、低功耗、高性能通信集成电路的需求.现今各 种通信系统对频率综合器的相位噪声要求越来越高.相位噪声是信息传输质量和可靠性的最重要参数， 因此相位噪声是压控振荡器设计最重要的参数.目前，振荡器的研究已经比较成熟，以电路结构来分，压 控振荡器主要分为两类：环形振荡器和L振荡器.环形振荡器易于集成，可调频率范围大，但相位噪声 性能不如LC振荡器2.LC压控振荡器要求高品质因素的无源器件，需要片上电感和变容管器件才能集 成3，本文重点分析了几种降低相位器噪声技术的原理，并进行了仿真验证和比较，然后设计了一个电源 电压为1.5V,3.6G的LC压控振荡器，优化分析了器件尺寸参数的选取，功耗为9mW,同时具有较低 的相位噪声和宽的调谐范围. 1相位噪声分析 1.1概述 L C R ctive LC压控振荡器采用有源器件产生负阻·Ractive来补偿电 感和可变电容管上的寄生电阻损失.图1中Rp表示电感和电 容的寄生电阻.要建立振荡，必须满足1/Ractive/Rp 根据文献[4]，相位噪声的表达式可以表示为 图1LC振荡器的等效模型图 Fig.1 Equivalent circuit of VCO 4FkTR L{m}= VRMS (1) 20m 其中F是噪声因子，它是将整个电路的相位噪声归一化为L谐振回路的相位噪声.有源电路的噪声是 振荡器噪声的F倍，VMs是VCO幅度的均方根值(RMS值)，R是谐振回路的等效并联阻抗.明显看出，为 了尽量减小相位噪声，应使输出幅度最大.根据相位噪声线性模型，在电流限制区，就是电流源MO管处 于饱和区时，这时主要的噪声源有：LC振荡回路的等效电阻，构成负阻的差分对和尾电流源，则整个VO 的噪声因子为[41： *收稿日期：2004-06-08 基金项目：复旦大学研究生创新基金资助项目(CQH1203003) 作者简介：邬蓉(1981→，女，硕士研究生；通信联系人洪志良教授. ©1995-2005 Tsinghua Tongfang Optical Disc Co.,Ltd.All rights reserved
第 44 卷 第 1 期 复 旦 学 报 ( 自然科学版) Vo1. 44 , No. 1 2005 年 2 月 Journal of Fudan University (Natural Science) Feb. , 2005 文章编号 :042727104 (2005) 0120166207 Ξ 一个 1. 5 V低相位噪声的高频率 LC 压控振荡器的设计 邬 蓉 , 衣晓峰 , 唐长文 , 苏彦锋 , 洪志良 (复旦大学 专用集成电路和系统国家重点实验室 ,上海 200433) 摘 要 : 介绍了一种适用于 DCS21800 系统的压控振荡器的设计 ,中心频率为 3. 6 GHz. 分析并比较了三种降低 相位噪声的方法并进行了仿真验证 ,然后阐述了 3. 6 GHz 压控振荡器器件尺寸的优化分析. 采用电感电容滤波 技术降低相位噪声 ,在偏离中心频率 600 kHz 处 ,仿真得到相位噪声为 - 117 dBc/ Hz ,调谐范围达到 26. 7 %. VCO 电路在 1. 5 V 电压下工作 ,静态电流为 6 mA. 关键词 : 半导体技术 ; 压控振荡器 ; 相位噪声 ; 电感电容滤波技术 中图分类号 : TN 752 文献标识码 : A 随着无线通信产品的迅猛发展 ,大大增大了对低成本、低功耗、高性能通信集成电路的需求. 现今各 种通信系统对频率综合器的相位噪声要求越来越高. 相位噪声是信息传输质量和可靠性的最重要参数 , 因此相位噪声是压控振荡器设计最重要的参数. 目前 ,振荡器的研究已经比较成熟 ,以电路结构来分 ,压 控振荡器主要分为两类[1 ] :环形振荡器和 LC 振荡器. 环形振荡器易于集成 ,可调频率范围大 ,但相位噪声 性能不如 LC 振荡器[2 ] . LC 压控振荡器要求高品质因素的无源器件 ,需要片上电感和变容管器件才能集 成[3 ] . 本文重点分析了几种降低相位器噪声技术的原理 ,并进行了仿真验证和比较 ,然后设计了一个电源 电压为 1. 5 V , 3. 6 GHz 的 LC 压控振荡器 ,优化分析了器件尺寸参数的选取 ,功耗为 9 mW ,同时具有较低 的相位噪声和宽的调谐范围. 图 1 LC振荡器的等效模型图 Fig. 1 Equivalent circuit of VCO 1 相位噪声分析 1. 1 概 述 LC压控振荡器采用有源器件产生负阻 - Ractive来补偿电 感和可变电容管上的寄生电阻损失. 图 1 中 Rp 表示电感和电 容的寄生电阻. 要建立振荡 ,必须满足 1/ Ractive ≥1/ Rp . 根据文献[4 ] ,相位噪声的表达式可以表示为 L{ωm} = 4 FkTR V 2 RMS ( ω0 2 Qωm ) 2 , (1) 其中 F 是噪声因子 ,它是将整个电路的相位噪声归一化为 LC 谐振回路的相位噪声. 有源电路的噪声是 振荡器噪声的 F 倍 ,VRMS是 VCO 幅度的均方根值(RMS 值) , R 是谐振回路的等效并联阻抗. 明显看出 ,为 了尽量减小相位噪声 ,应使输出幅度最大. 根据相位噪声线性模型 ,在电流限制区 ,就是电流源 MOS 管处 于饱和区时 ,这时主要的噪声源有 :LC 振荡回路的等效电阻 ,构成负阻的差分对和尾电流源 ,则整个 VCO 的噪声因子为[4 ] : Ξ 收稿日期 : 2004206208 基金项目 : 复旦大学研究生创新基金资助项目(CQH1203003) 作者简介 : 邬 蓉(1981 —) ,女 ,硕士研究生 ; 通信联系人洪志良教授. © 1995-2005 Tsinghua Tongfang Optical Disc Co., Ltd. All rights reserved
第1期 邬蓉等：一个1.5V低相位噪声的高频率LC压控振荡器的设计 167 F=1+4B+4。 Vo 9 gm,bias R (2) (2)式中，F包括了3项噪声，第1项是归一化为1的谐振回路电阻噪声，第2项是差分对管的噪声，第3 项是尾电流源的噪声.由(2)式可以看出，差分对管的热噪声与管子大小无关 1.2降低相位噪声的几种方法 1.2.1尾电流源并联电容滤波 在电感电容振荡器中，尾电流源的噪声对相位噪声的影响最大.由于压控振荡器具有混频器的非线 性特性，尾电流源中的低频噪声和偶次谐波(2,4，，…)附近的噪声会混频到基频附近的相位噪声中，这就 是LC压控振荡电路的flicker噪声上混频效应.同时，更高的偶次谐波上的噪声之间也会互相混频，进入低频 和二次谐波.Flicker噪声上混频因子可以用Ty6]表示，它是VCO输出波形Va的最大和最小导数 T,~mxd+min 3) dt 由(3)式显然可以看出，「表示了波形的不对称性，与输出波形的上升斜率和下降斜率有关.由此也 可以看出，奇次谐波因为它不影响对称性licker噪声上混频也没有影响.根据线性相位时变模型的分析， ISF(mpulse Sensitivity Function)函数定义为一个相位增量的脉冲敏感函数，与振荡器频率和幅度无关，而与 振荡波形密切有关.脉冲敏感函数描述了2江周期内，1-τ时刻单位脉冲造成振荡器相位增加的大小，它 衡量了振荡器对外界扰动的敏感程度.S℉通过傅立叶展开如(4)式所示： r149=9+】 c0st: 4 式中c0是脉冲敏感函数的直流分量，它由VC0的输出波形的对称性决定，对称性越好，则值越小，反之则 大.因为共模点的频率是26，尾电流的SF函数的频率也是2，，所以尾电流的SF的奇次傅立叶系数 ©1，c3,c5,…都为零，奇次谐波附近的噪声不会影响振荡器基频上的相位噪声.为了减小偶次谐波上的噪 声，在共模点并联一个大电容C,为高频谐波提供一个交流地电位，减小共模点的电压波动，如图2所示」 并联电容值的选取必须是低通滤波器的截止频率，低于二次谐波频率2，，这样二次谐波以上的偶次谐波 就能被滤除.如图2(c)所示.V,Ve分别是输出电压，V。是共模点的电平，与图2b)比较，共模点电平 ()的高频成分明显减小了，尾电流源的沟道调制效应减小了，使振荡波形更加对称，高次谐波失真减小 但此技术的缺点是当输出幅度较大时，负阻管进入线性区，共模点阻抗降低造成谐振回路的Q值下降 .5 0.5 XYXXC 0.5 11 11.2 11.4 11.6 t/ns (b)不带尾电流源并联电容的波形 3.5 2.5 1.5 0.5 -0.5 11.2 11.411.6 t/ns (a)带尾电流源并联电容的L.C压控振荡器 (c)带尾电流源并联电容的波形 图2采用尾电流源并联电容滤波技术的振荡器 Fig.2 LC VCO with bias parallel capacitor filtering technique C 1995-2005 Tsinghua Tongfang Optical Disc Co..Ltd.All rights reserved
F = 1 + 4γIR πV0 + 4 9 gm ,biasγR , (2) (2) 式中 , F 包括了 3 项噪声 ,第 1 项是归一化为 1 的谐振回路电阻噪声 ,第 2 项是差分对管的噪声 ,第 3 项是尾电流源的噪声. 由(2) 式可以看出 ,差分对管的热噪声与管子大小无关. 1. 2 降低相位噪声的几种方法 1. 2. 1 尾电流源并联电容滤波 在电感电容振荡器中 ,尾电流源的噪声对相位噪声的影响最大. 由于压控振荡器具有混频器的非线 性特性 ,尾电流源中的低频噪声和偶次谐波(2ω0 ,4ω0 , …)附近的噪声会混频到基频附近的相位噪声中 ,这就 是LC 压控振荡电路的flicker 噪声上混频效应. 同时 ,更高的偶次谐波上的噪声之间也会互相混频 ,进入低频 和二次谐波. Flicker 噪声上混频因子可以用Γ1/ f [6]表示 ,它是 VCO 输出波形 VA 的最大和最小导数. Γ1/ f ～ max( dVA d t ) + min( dVA d t ) . (3) 由(3) 式显然可以看出 ,Γ1/ f表示了波形的不对称性 ,与输出波形的上升斜率和下降斜率有关. 由此也 可以看出 ,奇次谐波因为它不影响对称性 ,flicker 噪声上混频也没有影响. 根据线性相位时变模型的分析 , ISF(Impulse Sensitivity Function) 函数定义为一个相位增量的脉冲敏感函数 ,与振荡器频率和幅度无关 ,而与 振荡波形密切有关. 脉冲敏感函数描述了 2π周期内 , t - τ时刻单位脉冲造成振荡器相位增加的大小 ,它 衡量了振荡器对外界扰动的敏感程度. ISF 通过傅立叶展开如(4) 式所示 : Γ(ω0τ) = c0 2 + 6 ∞ n =1 cn cos( nω0τ) ; (4) 式中 c0 是脉冲敏感函数的直流分量 ,它由 VCO 的输出波形的对称性决定 ,对称性越好 ,则值越小 ,反之则 大. 因为共模点的频率是 2ω0 ,尾电流的 ISF 函数的频率也是 2ω0 ,所以尾电流的 ISF 的奇次傅立叶系数 c1 , c3 , c5 , …都为零 ,奇次谐波附近的噪声不会影响振荡器基频上的相位噪声. 为了减小偶次谐波上的噪 声 ,在共模点并联一个大电容 C1 ,为高频谐波提供一个交流地电位 ,减小共模点的电压波动 ,如图 2 所示. 并联电容值的选取必须是低通滤波器的截止频率 ,低于二次谐波频率 2ω0 ,这样二次谐波以上的偶次谐波 就能被滤除. 如图 2 (c) 所示. Vd , Vc 分别是输出电压 , Vb 是共模点的电平 ,与图 2 ( b) 比较 ,共模点电平 ( Vb ) 的高频成分明显减小了 ,尾电流源的沟道调制效应减小了 ,使振荡波形更加对称 ,高次谐波失真减小. 但此技术的缺点是当输出幅度较大时 ,负阻管进入线性区,共模点阻抗降低造成谐振回路的 Q 值下降. 图 2 采用尾电流源并联电容滤波技术的振荡器 Fig. 2 LC VCO with bias parallel capacitor filtering technique 第 1 期 邬 蓉等 :一个 1. 5V 低相位噪声的高频率 LC压控振荡器的设计 761 © 1995-2005 Tsinghua Tongfang Optical Disc Co., Ltd. All rights reserved
168 复旦学报（自然科学版） 第44卷 1.2.2尾电流源源极电感负反馈 M的源极接一个片外大电感L2(10~20μ田可以减小Mc的低频噪声，如图3所示.电流源漏端的 的g减小到，8mbias oy,所以Mm的噪声电流减小了11+j8m,basL22倍 尾电流源引起的噪声减小，这由2)式可以看出.采用此技术与未采用此技术的相位噪声特性的比较如图 4所示.但此技术的缺点是要求一个大的片外电感，不利于片上集成 -40 -.-Without L-degenerate 一With L-degenerate -60 73 dBc/Hz 78 dBc/Hz -80 -100 -120 -123 dBc/Hz -127 dBc/Hz -140 -160 109 100 105 109 10 f/Hz 图4采用电感源极负反馈技术前后的相位噪声比较 图3电感源极负反馈的LC振荡器 Fig.4 Comparison of phase noise using L-degenerate and Fig.3 LC VCO with L-degenerate technique without using L-degenerate technique 1.2.3电感电容滤波 如果只加电流源并联电容C,共模点在高频相当于低阻抗，电流的二次谐波分量会沿着差分MOS管 到地，造成谐振回路能量的损失，因此在共模点与尾电流源管之间再接电感L2,如图5所示，C是差分对 管源极上的寄生电容.电感2与差分对管源极的寄生电容G并联谐振在241，等效阻抗为G小： 。设计时，使2=广则谐振时理想的等效阻抗接近无穷大.因此提高了共模点上的阻 1-2L2C0 L2 Co 抗，抑制M与M由于进入线性区，导致负阻减小，谐振回路的品质因数降低的效应.同时，L2、C组成 的谐振回路相当于一个带通滤波器，不仅阻止尾电流的噪声通过与共源点的2信号混频到f6附近而影 响相位噪声，而且共源端的高阻抗也防止谐振回路中电流的二次谐波分量进入地.尾电流的滤波电容C 滤除Mπ的高频噪声.即使当尾电流源管进入线性区时，电流源阻抗从rs减到了1/gm,电感电容滤波提 供的高阻抗，可以减小差分对管进入线性区时谐振回路品质因数的降低.采用电感电容滤波技术与未采 用滤波技术的相位噪声特性的比较如图6所示.在1/f3区域，相位噪声改善了9dBc/亚；在1/f子区域，改 善了4dBc/五. 1.3小结 在比较了以上三种降低相位噪声的技术之后，可以得出，第一种方法电流源并联电容虽然可以滤除 2,处的噪声，但当输出幅度较大时，负阻管进入线性区而使阻抗降低，谐振回路Q值下降.电感电容滤 波技术正是为了弥补这一缺陷，它的相位噪声改善还是比较满意的.第二种方法尾电流源源级负反馈的 方法需要一个大的片外电感，不利于实现片上集成，因此没有采用： C 1995-2005 Tsinghua Tongfang Optical Disc Co..Ltd.All rights reserved
1. 2. 2 尾电流源源极电感负反馈 Msrc的源极接一个片外大电感 L2 (10～20μH) 可以减小 Msrc的低频噪声 ,如图 3 所示. 电流源漏端的 跨导从原来的 gm ,bias减小到 gm ,bias 1 + j gm ,biasωL2 ,所以 Msrc的噪声电流减小了| 1 + j gm ,biasωL2| 2 倍[5 ] , gm ,bias减小 , 尾电流源引起的噪声减小 ,这由(2) 式可以看出. 采用此技术与未采用此技术的相位噪声特性的比较如图 4 所示. 但此技术的缺点是要求一个大的片外电感 ,不利于片上集成. 图 3 电感源极负反馈的 LC振荡器 Fig. 3 LC VCO with L2degenerate technique 图 4 采用电感源极负反馈技术前后的相位噪声比较 Fig. 4 Comparison of phase noise using L2degenerate and without using L2degenerate technique 1. 2. 3 电感电容滤波 如果只加电流源并联电容 C1 ,共模点在高频相当于低阻抗 ,电流的二次谐波分量会沿着差分 MOS 管 到地 ,造成谐振回路能量的损失 ,因此在共模点与尾电流源管之间再接电感 L2 ,如图 5 所示 , C0 是差分对 管源极上的寄生电容. 电感 L2 与差分对管源极的寄生电容 C0 并联谐振在 2ω0 [5 ] ,等效阻抗为 1 jωC0 ∥jωL2 = jωL2 1 - ω2 L2 C0 . 设计时 ,使 2ω0 = 1 L2 C0 ,则谐振时理想的等效阻抗接近无穷大 ,因此提高了共模点上的阻 抗 ,抑制 M1 与 M2 由于进入线性区 ,导致负阻减小 ,谐振回路的品质因数降低的效应. 同时 , L2、C0 组成 的谐振回路相当于一个带通滤波器 ,不仅阻止尾电流的噪声通过与共源点的 2f 0 信号混频到 f 0 附近而影 响相位噪声 ,而且共源端的高阻抗也防止谐振回路中电流的二次谐波分量进入地. 尾电流的滤波电容 C1 滤除 Msrc的高频噪声. 即使当尾电流源管进入线性区时 ,电流源阻抗从 rds减到了 1/ gm ,电感电容滤波提 供的高阻抗 ,可以减小差分对管进入线性区时谐振回路品质因数的降低. 采用电感电容滤波技术与未采 用滤波技术的相位噪声特性的比较如图 6 所示. 在 1/ f 3 区域 ,相位噪声改善了 9 dBc/ Hz ;在 1/ f 2 区域 ,改 善了 4 dBc/ Hz. 1. 3 小 结 在比较了以上三种降低相位噪声的技术之后 ,可以得出 ,第一种方法电流源并联电容虽然可以滤除 2ω0 处的噪声 ,但当输出幅度较大时 ,负阻管进入线性区而使阻抗降低 ,谐振回路 Q 值下降. 电感电容滤 波技术正是为了弥补这一缺陷 ,它的相位噪声改善还是比较满意的. 第二种方法尾电流源源级负反馈的 方法需要一个大的片外电感 ,不利于实现片上集成 ,因此没有采用. 861 复 旦 学 报(自然科学版) 第 44 卷 © 1995-2005 Tsinghua Tongfang Optical Disc Co., Ltd. All rights reserved
第1期 邬蓉等：一个1.5V低相位噪声的高频率LC压控振荡器的设计 169 -40 -60 -.-Without filter 73 dBc/Hz. -With filter s 82 dBc/Hz -80 -100 -124 dBc/Hz -120 -128 dBc/Hz -140 -160. 109 100 105 105 107 f/Hz 图6采用LC滤波技术前后的相位噪声比较 图5LC滤波技术的振荡器 Fig.6 Comparison of phase noise using LC filtering and Fig.5 LC VCO with LC filtering technique without using LC filtering technique 2电路设计 2.1电感电容滤波谐振回路的设计 根据1.2,1.3节的分析，本文设计的电路采用电感电 容滤波技术来降低相位噪声，增加了L2,C;C是差分对 管源极的寄生电容（在虚线框内），如图7所示.寄生电容 Co约204fF,L2取2.236nH,使L2与Co谐振在2，即7. 2G业.这样共模点的阻抗为无穷大，当输出幅度过大，迫 使负阻管进入线性区，导致阻抗降低时，共模点的高阻抗 抑制了负阻阻抗降低引起的谐振回路Q值减小的效应， 2.2负阻管的选择 由于本设计的电源电压只有1.5V,只能采用一种类 型的管子以使振荡器处于电流限制区.选择NMOS管是因 为NMOS迁移率比PMOS大，产生相同的Gm,NMOS管的 尺寸比MOS管小，寄生电容就小，这样对压控振荡器调 节范围的影响也越小.负阻管的寄生电容对调节范围的 影响见S)式.当总寄生电容Cparasitic逐渐增大时，振荡器 图7压控振荡器电路图 的频率调节范围会变小 Fig.7 Schematic of LC voltage-controlled oscillator △f=fmax-fmn=】 Cparasitic+Cmin 5) 2L(Cparasitic Cmin)(Cparasitic +Cmax 谐振回路的电感采用工艺库提供的电感模型，谐振回路的电感直接接在电源电压上，这样输出幅度不 会受到电源电压的限制，可以满足后级电路的输入幅度要求.负阻管采用工艺库中的RF MOS管，选择的 是最小的RF NMOS管，它足以保证起振，而且寄生电容比较小，其他的MOS模型是Bsim3.由于沟道调制 效应与沟道长度L成反比，尾电流源管的L取得大一些，同时W也取得较大，可以减小沟道调制效应和 flicker噪声，这样flicker噪声上混频效应小了，相位噪声也得到改善 1995-2005 Tsinghua Tongfang Optical Disc Co..Ltd.All rights reserved
图 5 LC滤波技术的振荡器 Fig. 5 LC VCO with LC filtering technique 图 6 采用 LC滤波技术前后的相位噪声比较 Fig. 6 Comparison of phase noise using LC filtering and without using LC filtering technique 2 电路设计 2. 1 电感电容滤波谐振回路的设计 图 7 压控振荡器电路图 Fig. 7 Schematic of LC voltage2controlled oscillator 根据 1. 2 ,1. 3 节的分析 ,本文设计的电路采用电感电 容滤波技术来降低相位噪声 ,增加了 L2 , C1 ; C0 是差分对 管源极的寄生电容 (在虚线框内) ,如图 7 所示. 寄生电容 C0 约 204 fF, L2 取 2. 236 nH,使 L2 与 C0 谐振在 2ω0 ,即 7. 2 GHz. 这样共模点的阻抗为无穷大 ,当输出幅度过大 ,迫 使负阻管进入线性区 ,导致阻抗降低时 ,共模点的高阻抗 抑制了负阻阻抗降低引起的谐振回路 Q 值减小的效应. 2. 2 负阻管的选择 由于本设计的电源电压只有 1. 5 V ,只能采用一种类 型的管子以使振荡器处于电流限制区. 选择 NMOS 管是因 为 NMOS 迁移率比 PMOS 大 ,产生相同的 Gm ,NMOS 管的 尺寸比 PMOS 管小 ,寄生电容就小 ,这样对压控振荡器调 节范围的影响也越小. 负阻管的寄生电容对调节范围的 影响见(5) 式. 当总寄生电容 Cparasitic逐渐增大时 ,振荡器 的频率调节范围会变小. Δf = f max - f min = Cparasitic + Cmax - Cparasitic + Cmin 2π L ( Cparasitic + Cmin) ( Cparasitic + Cmax) . (5) 谐振回路的电感采用工艺库提供的电感模型 ,谐振回路的电感直接接在电源电压上 ,这样输出幅度不 会受到电源电压的限制 ,可以满足后级电路的输入幅度要求. 负阻管采用工艺库中的 RF MOS 管 ,选择的 是最小的 RF NMOS 管 ,它足以保证起振 ,而且寄生电容比较小 ,其他的 MOS 模型是 Bsim3. 由于沟道调制 效应与沟道长度 L 成反比 ,尾电流源管的 L 取得大一些 ,同时 W 也取得较大 ,可以减小沟道调制效应和 flicker 噪声 ,这样 flicker 噪声上混频效应小了 ,相位噪声也得到改善. 第 1 期 邬 蓉等 :一个 1. 5V 低相位噪声的高频率 LC压控振荡器的设计 961 © 1995-2005 Tsinghua Tongfang Optical Disc Co., Ltd. All rights reserved
170 复旦学报（自然科学版） 第44卷 2.3变容管的选择 变容管的设计是实现大调谐范围的关键.本文采用积累型PMOS管，它的调谐范围比反型变容管大. 由(1)式中，Q值提高，有助于减小相位噪声.变容管可以等效为沟道电容C与Rh/12串联.Q值的表 达式如(6)式所示31 12 a2m%光s-w24 =OCeh Rch Cox WL = @CoxL2 (6) 其中L,W分别为栅长和宽，k,为PMOS管的增益因子.由(6)式得Q∝L2,所以为了提高Q值，变容管 取最小沟道长度0.35μm 2.4电容阵列的MOS开关管的选择 为了获得更大的调谐范围，采用5位开关电容阵列数字调节和变容管微调的方法.为了不降低开关 电容阵列的Q值，应尽量减小开关管的导通电阻 1 Ron 4c光o.w 7) 由(7)式可知，采用最小沟道长度和尽可能大的宽长比，可以提高开关电容阵列的Q值，设计中取W=260 μm,L=0.35μm. 2.5偏置电流的选择 3 -110 输出幅度与偏置电流的关系如(8)式所示.在电流 U 6 mA 限制区，振荡器的输出摆幅与偏置电流成正比，与谐振 2 -115 回路的跨导gank成反比；而在电压限制区，NMOS差分 笔 对管大部分时间处于线性区，并受到VCO的电源电压 -120 限制.如图(8)所示，其中的相位噪声测量点为600 k业.由于相位噪声是与电压幅度的平方成反比的，所 -125 5 10 15 20 以应使振荡器处于电流限制区与电压限制区的交界 I/mA 处，这时输出幅度最大，相位噪声相对最小.本设计偏 置电流取6mA,即用相对较小的偏置电流获得了最好 图8偏置电流与输出幅度、相位噪声的关系 的相位噪声性能， Fig.8 Relationship between /as current and amplitude (4/)Ibias/gtank 电流限制区， Vtank (8) Vlimit 电流限制区 3仿真结果 LC振荡器的仿真采用Cadence Spectre RF,用Chartered0.35m工艺实现.电路仿真结果如图9所示 图9()是振荡器的相位噪声特性.图9(b)是VC0的调谐特性曲线，调谐范围可达到26.7% 压控振荡器的主要性能指标是：输出幅度0.4~2.4V,调谐范围3.25~4.22G,相位噪声-117dBc/ @0.6M匝，-122dBc/b@1Mh,功耗9mW 表1给出了几个参考文献上的VQO的噪声性能比较，噪声性能用FOM性能指标41计算，它同时衡量 了功耗和相位噪声指标。 M20 log 9) 1995-2005 Tsinghua Tongfang Optical Disc Co..Ltd.All rights reserved
2. 3 变容管的选择 变容管的设计是实现大调谐范围的关键. 本文采用积累型 PMOS 管 ,它的调谐范围比反型变容管大. 由(1) 式中 , Q 值提高 ,有助于减小相位噪声. 变容管可以等效为沟道电容 Cch与 Rch/ 12 串联. Q 值的表 达式如(6) 式所示[3 ] . Q = 12 ωCch Rch = 12 ωCox WL ·kp W L ( V GS - VTp) 12 kp ( V GS - VTp) ωCoxL 2 ; (6) 其中 L , W 分别为栅长和宽 , kp 为 PMOS 管的增益因子. 由(6) 式得 Q∝L - 2 ,所以为了提高 Q 值 ,变容管 取最小沟道长度 0. 35μm. 2. 4 电容阵列的 MOS 开关管的选择 为了获得更大的调谐范围 ,采用 5 位开关电容阵列数字调节和变容管微调的方法. 为了不降低开关 电容阵列的 Q 值 ,应尽量减小开关管的导通电阻. Ron = 1 μn Cox W L ( V GS - Vth) , (7) 由(7) 式可知 ,采用最小沟道长度和尽可能大的宽长比 ,可以提高开关电容阵列的 Q 值 ,设计中取 W = 260 μm ,L = 0. 35μm. 图 8 偏置电流与输出幅度、相位噪声的关系 Fig. 8 Relationship between Ibias current and amplitude 2. 5 偏置电流的选择 输出幅度与偏置电流的关系如(8) 式所示. 在电流 限制区 ,振荡器的输出摆幅与偏置电流成正比 ,与谐振 回路的跨导 gtan k成反比 ;而在电压限制区 ,NMOS 差分 对管大部分时间处于线性区 ,并受到 VCO 的电源电压 限制. 如图 (8) 所示 ,其中的相位噪声测量点为 600 kHz. 由于相位噪声是与电压幅度的平方成反比的 ,所 以应使振荡器处于电流限制区与电压限制区的交界 处 ,这时输出幅度最大 ,相位噪声相对最小. 本设计偏 置电流取 6 mA ,即用相对较小的偏置电流获得了最好 的相位噪声性能. Vtan k = (4/π) Ibias/ gtan k Vlimit 电流限制区 , 电流限制区. (8) 3 仿真结果 LC 振荡器的仿真采用 Cadence Spectre RF ,用 Chartered 0. 35μm 工艺实现. 电路仿真结果如图 9 所示. 图 9 (a) 是振荡器的相位噪声特性. 图 9 (b) 是 VCO 的调谐特性曲线 ,调谐范围可达到 26. 7 %. 压控振荡器的主要性能指标是 :输出幅度 0. 4～2. 4 V ,调谐范围 3. 25～4. 22 GHz ,相位噪声 - 117 dBc/ Hz @ 0. 6 MHz , - 122 dBc/ Hz @ 1 MHz ,功耗 9 mW. 表 1 给出了几个参考文献上的 VCO 的噪声性能比较 ,噪声性能用 FOM 性能指标[4 ]计算 ,它同时衡量 了功耗和相位噪声指标. FOM = L{Δf} - 20 log( f 0 Δf ) + 10 log{ P 1 mW} . (9) 071 复 旦 学 报(自然科学版) 第 44 卷 © 1995-2005 Tsinghua Tongfang Optical Disc Co., Ltd. All rights reserved