《高频电路——非线性电子线路》课程教学资源（PPT课件）第五章 角度调制与解调电路（5.2）调频电路

第5章角度调制与解调电路 2)性能分析 ①归一化调频特性曲线方程 C;(0 已知变容二极管结电容的变容特性C(yy=(1p/vB VB:PN结的内建电位差,C(0):v=0时的结电容, n:变容指数,由PN结工艺结构定,在~6之间。 变容二极管总电压v=-(+v), 代 入 C1(0) C1()= +Qtv)" (5-2-8) +vv+ve+ VB+vo 1(0) B+VoVB+Vo+vo (1+x) Vn +v 1+v+vo

(2)性能分析 ① 归一化调频特性曲线方程 已知变容二极管结电容的变容特性 n v V C C v (1 / ) (0) ( ) B j j - = VB：PN 结的内建电位差，Cj (0)：v = 0 时的结电容， n ：变容指数，由 PN 结工艺结构定，在 ~ 6 之间。 3 1 变容二极管总电压 v = -( VQ + v )，且|v | < VQ，代 入 n n n n n n x C V V v V V C V V V V v V V V C V V V v V V V V C V V v C C v (1 ) 1 1 (0) (0) (0) 1 (0) ( ) jQ B B Q Q j B Q B Q B B Q j B B Q B Q B Q j B Q j j + =         +  +      + =         + + + + =         + + + + =       + + =     (5-2-8)

第5章角度调制与解调电路 C1(v)= JO (5-2-8) 式中,C0 2 (5-2-9) 1+Vo/VB) + B 式中,(变容二极管在静态工作点Q上的结电容,x为归 化的调制信号电压,其值恒小于1。 将G代入a0≈a=中,得 LCi (1+x) O(1+x)%(5-2-10 OSc LC LC 式中, 为vo=0的振荡(载波)角频率,与V有 LC 关

(5-2-8) n x C C v (1 ) ( ) jQ j + = 式中， ， (5-2-9) n V V C C (1 / ) (0) Q B j j Q + = VQ VB v x Ω + = 式中，CjQ 变容二极管在静态工作点 Q 上的结电容，x 为归 一化的调制信号电压，其值恒小于1。 j 1 LC 将 Cj 代入 osc  0 = 中，得 2 (1 ) 1 (1 ) c j jQ osc 0 n x LC x LC n = + +   = =  (5-2-10) 式中， 为 v = 0 的振荡(载波)角频率，与VQ 有 关。 jQ c 1 LC  =

第5章角度调制与解调电路 1+x) OSc =O(1+x)3(5-2-10) LO LC 式(5-2-10)为归一化调频特性曲线方程,反映了振荡角频率 O随x(即va)变化的关系式。 △f/f 20 ②归一化调频特性曲线: 18 指数n不同,Δ/随x变 1.4 化的曲线。 1.2 4f/随x变化的曲线如 1.0+0.80404%00.210.40.60.81.0x 图5-2-4所示,可见,除n 0.8 0.6 2外,调频特性曲线均为非 0.4 线性曲线。 0.2 0 图5-2-4归一化调频特性曲线

2 (1 ) 1 (1 ) c j jQ osc 0 n x LC x LC n = + +   = =  (5-2-10) 式(5-2-10)为归一化调频特性曲线方程，反映了振荡角频率 osc随 x(即 v )变化的关系式。 ② 归一化调频特性曲线： 指数 n 不同，f / f c 随 x 变 化的曲线。 f / f c 随 x 变化的曲线如 图 5-2-4 所示 ，可见，除 n = 2 外，调频特性曲线均为非 线性曲线。 图 5-2-4 归一化调频特性曲线

今第5章角度调制与解调电路 所以,变容二极管作为振荡 回路总电容,应选用n=2的超 2.0 突变结变容管。否则,调制器将 1.8 出现非线性失真,或使中心频率 偏离o,值。 ③直接调频电路的性能 1.0-0.80. 00210.40.60.81.0x 0.8 当v(0= Vo .coset时,归 0.6 化调制信号电压 0.4 0.2 m cos Qt= mcos et B 图5-2-4归一化调频特性曲线 其中,m=Vmn/V+VB),若设m足够小,可以忽略式(5 2-10)级数展开式中,x的三次方及其以上各次方项,则

所以，变容二极管作为振荡 回路总电容，应选用 n = 2 的超 突变结变容管。否则，调制器将 出现非线性失真，或使中心频率 偏离 c值。 ③ 直接调频电路的性能 当 v (t) = Vmcos t 时，归一 化调制信号电压 Ωt m Ωt V V V x Ω cos cos Q B m = + = 其中，m = Vm /(VQ + VB )，若设 m 足够小，可以忽略式(5- 2-10) 级数展开式中，x的三次方及其以上各次方项，则 图 5-2-4 归一化调频特性曲线

第5章角度调制与解调电路 n,n/2(n/2-1) 0x(x)=0(1+x)≈o1+x+ 2 将x=mcos代入,利用cos2x=(1+cos2x) 2 n n @ose(x)[1+on(-1)m+mcos t+on-1)m cos 2st 82 可求得调频波的: A.最大频偏△a m B.中心频率偏移a的数值Δa,≈1n/n ≈gm(-1)m

] 2! / 2( / 2 1) 2 ( ) (1 ) [1 2 c / 2 osc c x n n x n x x n -  = +  + + 将 x = mcosΩt 代入，利用 (1 cos 2 ) 2 1 cos2 x = + x 1) cos 2 ] 2 ( 8 1 cos 2 1) 2 ( 8 1 ( ) [1 2 2 osc c m Ωt n m Ωt n n m n  x  + n - + + - 可求得调频波的： A．最大频偏 m c 2  m n   B．中心频率偏移 c 的数值 c 2 c 1) 2 ( 8 1  m  n   n -