a)电感量大,且负载也 b)电感量小,且负载轻 足够大时,电流连续 时,电流断续 图1-9V-M系统的电流波形 3)抑制电流脉动的措施 电流脉动产生转矩脉动,为了避免或减轻这种影响,须采用抑制电流脉动的措施,主要 ■设置平波电抗器 教 增加整流电路相数 采用多重化技术 案 4)晶闸管一电动机系统的机械特性 当电流连续时,改变控制角a,可得一族平行线,和G-M系统的特性很相似,如图1-10 ==== △n=ldR/Ce IL l 图1-10电流连续时VM系统的机械特性 当电流断续时,由于非线性因素,机械特性方程要复杂得多。 图1-11绘出了完整的ⅤM系统机械特性,分为电流连续区和电流断续区。由图可见
教 案 3）抑制电流脉动的措施 电流脉动产生转矩脉动，为了避免或减轻这种影响，须采用抑制电流脉动的措施，主要 是： ◼ 设置平波电抗器； ◼ 增加整流电路相数； ◼ 采用多重化技术。 4）晶闸管—电动机系统的机械特性 当电流连续时，改变控制角 α ，可得一族平行线，和 G—M 系统的特性很相似，如图 1-10 所示。 当电流断续时，由于非线性因素，机械特性方程要复杂得多。 图 1-11 绘出了完整的 V-M 系统机械特性，分为电流连续区和电流断续区。由图可见： O O i a i b i c ic t E Ud O t ua O i a i b i c i c E Ud ud t t ud id id ub uc ud ua ub uc a）电感量大，且负载也 足够大时，电流连续 b）电感量小，且负载轻 时，电流断续 图 1-9 V—M 系统的电流波形 ud 图1-10 电流连续时V-M系统的机械特性 △n = IdR / Ce n O IL Id
当电流连续时,特性硬 当电流断续时,特性很软,呈显著的非线性,理想空载转速翘得很高。 分界线 整流状态 断续区 连续区 Id 教 案 逆变状态 增大 图1-11VM系统的机械特性 5)晶闸管触发和整流装置的放大系数和传递函数 在进行调速系统的分析和设计时,可以把晶闸管触发和整流装置当作系统中的一个环节 来看待。进行直流调速系统分析或设计时,须事先求出这个环节的放大系数和传递函数 图1-13是采用锯齿波触发器移相时的特性。设计时,希望整个调速范围的工作点都落在 特性的近似线性范围之中,并有一定的调节余量。晶闸管触发和整流装置的放大系数可以由 工作范围内的特性斜率决定,计算方法是: K △U 如果不可能实测特性,只好根据装置的参数估算
教 案 当电流连续时，特性硬； 当电流断续时，特性很软，呈显著的非线性，理想空载转速翘得很高。 5）晶闸管触发和整流装置的放大系数和传递函数 在进行调速系统的分析和设计时，可以把晶闸管触发和整流装置当作系统中的一个环节 来看待。进行直流调速系统分析或设计时，须事先求出这个环节的放大系数和传递函数。 图 1-13 是采用锯齿波触发器移相时的特性。设计时，希望整个调速范围的工作点都落在 特性的近似线性范围之中，并有一定的调节余量。晶闸管触发和整流装置的放大系数可以由 工作范围内的特性斜率决定，计算方法是： 如果不可能实测特性，只好根据装置的参数估算。 图1-11 V-M系统的机械特性 c d s U U K =
U Umax △Ua △ Admin U 图1-13晶闸管触发与整流装置的输入-输出特性和的测定 以上是稳态时的放大系数,在考虑动态过程时,可把晶闸管触发与整流装置看成是一个 教 纯滞后环节,其滞后效应是由晶闸管的失控时间引起的。 众所周知,晶闸管一旦导通后,控制电压的变化在该器件关断以前就不再起作用,直到 案|下二相触发脉冲来到时才能使输出整流电压发生变化,这就造成整流电压清后于控制电压的 失控时间是随机的,最大可能的失控时间就是两个相邻自然换相点之间的时间,与交流 电源频率和整流电路形式有关,由下确定 ∫一交流电流频率(Hz) m一一周内整流电压的脉冲波数。 在一般情况下,可取其统计平均值rs=7max/2,并认为是常数。也可按最严重的情况考虑, 取T=T 表1-2各种整流电路的失控时间(=50Hz) 整流电路形式最大失控时间Tm(ms)平均失控时间T、(ms) 单相半波 20 单相桥式(全波) 三相半波 6.67 3.33 相桥式、六相半波 3.33 1.67 用单位阶跃函数表示滞后,则晶闸管触发与整流装置的输入-输出关系为:
教 案 以上是稳态时的放大系数，在考虑动态过程时，可把晶闸管触发与整流装置看成是一个 纯滞后环节，其滞后效应是由晶闸管的失控时间引起的。 众所周知，晶闸管一旦导通后，控制电压的变化在该器件关断以前就不再起作用，直到 下一相触发脉冲来到时才能使输出整流电压发生变化，这就造成整流电压滞后于控制电压的 状况。 失控时间是随机的，最大可能的失控时间就是两个相邻自然换相点之间的时间，与交流 电源频率和整流电路形式有关，由下确定 式中： f — 交流电流频率（Hz）； m — 一周内整流电压的脉冲波数。 在一般情况下，可取其统计平均值 T s = T smax /2，并认为是常数。也可按最严重的情况考虑， 取 T s = T smax 。 表 1-2 各种整流电路的失控时间（f =50Hz） 用单位阶跃函数表示滞后，则晶闸管触发与整流装置的输入-输出关系为： 图1-13 晶闸管触发与整流装置的输入-输出特性和的测定 mf T 1 smax = 整流电路形式 最大失控时间 Tsmax（ms） 平均失控时间 Ts（ms） 单相半波 单相桥式（全波） 三相半波 三相桥式、六相半波 20 10 6.67 3.33 10 5 3.33 1.67
Udo=KU。.1(t-T) 按拉氏变换的位移定理,晶闸管装置的传递函数为: W()=c(s)=K U(s) 由于上式中包含指数函数,它使系统成为非最小相位系统,分析和设计都比较麻烦。为 了简化,先将该指数函数按台劳级数展开,则上式变成 W(s)=kse . s K T s+-T 考虑到T很小,可忽略高次项,则传递函数便近似成一阶惯性环节。 K W(s)≈ 晶闸管装置的动态结构图如图1-15所示 Uc(s) Udo(s) Uc(s) K Udo(s) 教 Ke Ts+l 案 a)准确的 b)近似的 图1-15晶闸管触发与整流装置动态结构框图 3、晶闸管一电动机系统的主要问题 自从全控型电力电子器件问世以后,就出现了采用脉冲宽度调制(PWM)的高频开关控 制方式形成的脉宽调制变换器-直流电动机调速系统,简称直流脉宽调速系统,即直流PWM 调速系统。 鉴于“电力电子技术”课程中已涉及全控型器件及其控制、保护与应用技术,这里只着 重归纳直流脉宽调速系统的一些问题。 1)PWM变换器的工作状态和电压、电流波形 PWM调制就是把恒定的直流电源电压调制成频率一定、宽度可变的脉冲电压序列,从而 可以改变平均输出平均电压的大小 PWM变换器电路有多种形式,可分为不可逆与可逆两大类。具体电路有图1-16的不可 逆PWM变换器、图1-17的带制动电流通路的不可逆PWM变换器和图1-18的桥式可逆PWM 变换器
教 案 按拉氏变换的位移定理，晶闸管装置的传递函数为： 由于上式中包含指数函数，它使系统成为非最小相位系统，分析和设计都比较麻烦。为 了简化，先将该指数函数按台劳级数展开，则上式变成 考虑到 T s 很小，可忽略高次项，则传递函数便近似成一阶惯性环节。 晶闸管装置的动态结构图如图 1-15 所示。 3、晶闸管—电动机系统的主要问题 自从全控型电力电子器件问世以后，就出现了采用脉冲宽度调制（PWM）的高频开关控 制方式形成的脉宽调制变换器-直流电动机调速系统，简称直流脉宽调速系统，即直流 PWM 调速系统。 鉴于“电力电子技术”课程中已涉及全控型器件及其控制、保护与应用技术，这里只着 重归纳直流脉宽调速系统的一些问题。 1）PWM 变换器的工作状态和电压、电流波形 PWM 调制就是把恒定的直流电源电压调制成频率一定、宽度可变的脉冲电压序列，从而 可以改变平均输出平均电压的大小。 PWM 变换器电路有多种形式，可分为不可逆与可逆两大类。具体电路有图 1-16 的不可 逆 PWM 变换器、图 1-17 的带制动电流通路的不可逆 PWM 变换器和图 1-18 的桥式可逆 PWM 变换器。 1( ) d0 s c Ts U = K U t − T s K U s U s W s s e ( ) ( ) ( ) s c d0 s − = = + + + + = = = − 3 3 s 2 2 s s s s s s 3! 1 2! 1 1 e ( ) e s s T s T s T s K K W s K T s T s T s K W s s s s 1 ( ) + e T ss K s − Uc(s) Ud0(s) 1 s s K T s + Uc(s) Ud0(s) b） 近似的 a) 准确的 图1-15 晶闸管触发与整流装置动态结构框图
Ui ld E E Id VD ton T' a)主电路原理图 b)电压和电流波形 图1-16简单的不可逆PWM变换器-直流电动机系统 VD2 △ VD E 教 VT ⅤD1 案 Us+ 图1-17有制动电流通路的不可逆PWM变换器 VTI VT VD VD3本 VI VT4 VD VD 4 图1-18桥式可逆PWM变换器
教 案 Us VD + Ug C V T id + M _ _ E M 2 1 Ud O t Ug a）主电路原理图 图1-16 简单的不可逆PWM变换器-直流电动机系统 Ud E id Us t 0 ton T U, i b）电压和电流波形 图1-18 桥式可逆PWM变换器 +Us Ug4 M + - Ug3 VD1 VD2 VD3 VD4 Ug1 Ug2 VT1 VT4 VT3 3 1 2 A B 4 M VT2 VT3 Ug3 VT4 Ug4 M - + E Ud ug2 ug1 VT2 VT1 VD2 VD1 - Us + 1 2 3 4 ug1、-ug2 t u Us Ud E i VT1 VD2 VT1 1 2 1 2 t 图1-17 有制动电流通路的不可逆PWM变换器